CN113676110B - 电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级解耦控制方法 - Google Patents

电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级解耦控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，所述电励磁双凸极电机驱动充电一体化***中，前级DC/DC变换器通过对开关S1、S2和S4、S6的占空比调节工作在Buck‑Boost模式，采用双沿调制策略，分别实现直流侧母线和励磁电流的控制，根据励磁绕组状态将一个开关周期分为三个工作模态：励磁绕组放电模态、励磁绕组储能模态和续流模态，其中励磁绕组储能模态和放电模态分别控制励磁电流和母线电压，续流模态用于实现励磁电流控制与母线电压的解耦控制。本发明能够有效控制***前级DC/DC变换器中励磁电流和母线电压，提高驱动充电一体化***动稳态性能。

Description

电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级解耦控制方法
技术领域
本发明涉及一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，属于电机***及控制领域。
背景技术
随着电动汽车的快速普及，低成本高性能的电机驱动***和轻便快捷的车载充电器的解决方案受到越来越多的关注。由于电机驱动变换器的四象限工作特性，电动汽车驱动充电一体化***能够有效利用电机驱动控制器和电机绕组重构成动力电池充电器，以实现更高的功率密度。
永磁同步电机电枢绕组电感值过小，用作网侧滤波器电感时将导致充电模态下网侧电流谐波较大，而电枢绕组电感值较大的无永磁体电机能够有效抑制网侧电流谐波。为了保证电动汽车的安全性、低噪声，充电模式下驱动电机不能输出电磁转矩。在复用永磁同步电机驱动器重构成车载充电器的解决方案中，为消除充电模态下的输出转矩均需要采用多相绕组结构，导致器件过多、***复杂且成本高昂。基于感应电机和开关磁阻电机的驱动充电集成化***解决方案同样需要根据电机运行原理设计复杂的电枢绕组结构来消除电磁转矩。上述无励磁绕组的电机***还需要增设DC/DC变换器来实现电池充电策略。
电励磁双凸机电机与开关磁阻电机结构类似，但是具有分离的励磁绕组和电枢绕组，这为重构车载充电器提供更多的可能。基于***励磁绕组的电励磁双凸极电机驱动充电一体化***复用励磁绕组作为前级DC/DC变换器的滤波电感，在充电模式下，后级逆变器以及电机电枢绕组重构为三相PWM整流器实现网侧功率因数校正，前级DC/DC变换器控制两段励磁绕组电流大小相等、方向相反实现恒流充电，消除转矩输出。在驱动模式下，前级DC/DC变换器需同时控制励磁电流和母线电压，因此其控制方式与传统buck-boost变换器不同。专利号为ZL20171445250.6的发明专利中提出了该***中前级buck-boost变换器从功率角度可行的控制策略，但是该方法无法将励磁电流控制和母线电压控制完全解耦，并且控制响应存在滞后，影响控制效果，在***动态工况下存在不稳定的可能。因此，该***如何将前级DC/DC变换器中的励磁电流控制和母线电压控制解耦，对***稳定性和电机输出性能十分重要。
发明内容
本发明为了解决现有技术中存在的问题，提供一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，实现了前级DC/DC变换器对励磁电流和母线电压的稳定控制，提高驱动充电一体化***动稳态性能。
为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：
电励磁双凸极电机驱动充电一体化***包括蓄电池、DC/DC变换器、三相桥式逆变器、电励磁双凸极电机，蓄电池与DC/DC变换器输入端相连，DC/DC变换器输出端与三相桥式逆变器输入端相连，电励磁双凸极电机的励磁绕组复用于DC/DC变换器，电励磁双凸极电机的三相电枢绕组设置为开放式结构，一端与三相桥式逆变器输出端相连，另一端与充放电切换开关K1相连；DC/DC变换器采用buck-boost拓扑形式，由六个开关管S1～S6、两个二极管D1～D2、电励磁双凸极电机的两段励磁绕组F1和F2、开关K2以及电容C1构成，两个开关管S1、S2与两个二极管D1、D2相串联构成的两个桥臂的中点分别连接至电励磁双凸极电机两段励磁绕组F1和F2的一端，另外四个开关管S3～S6构成的两个桥臂的中点分别连接至电励磁双凸极电机两段励磁绕组F1和F2的另一端，开关K2位于两组桥臂中间，电容C1位于DC/DC变换器输出侧。
电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，包括：电励磁双凸极电机驱动充电一体化***中前级DC/DC变换器与后级电励磁双凸极电机驱动用三相逆变器级联，前级DC/DC变换器实现对***中得直流侧母线电压和电励磁双凸极电机得励磁电流进行控制，采用双沿调制策略对开关S1、S2和S4、S6进行占空比控制，根据励磁绕组状态将一个开关周期分为三个工作模态：励磁绕组放电模态、励磁绕组储能模态和续流模态，其中励磁绕组储能模态和放电模态分别控制励磁电流和母线电压，续流模态用于励磁电流控制与母线电压的解耦控制。所述解耦控制方法有效实现前级DC/DC变换器中励磁电流和母线电压的解耦控制，提高电励磁双凸极电机驱动充电一体化***动稳态性能。
进一步的，前级DC/DC变换器采用双沿调制策略对开关S1、S2和S4、S6进行占空比控制，即：
开关管S1、S2将上升的锯齿波载波与占空比d2比较，占空比d2由励磁电流环输出d2’、母线电压环输出d1及解耦补偿输出d1’相加得到，占空比d2大于载波时S1、S2导通，控制环输出小于载波时S1、S2关断；
开关管S4、S6将下降的锯齿波载波与占空比(1-d1)比较，占空比(1-d1)由母线电压环输出d1得到，占空比(1-d1)大于载波时S4、S6导通，控制环输出小于载波时S4、S6关断；
由于开关S1、S2和S4、S6均关断时，励磁电流变化率较大，双沿调制策略旨在减小开关S1、S2和S4、S6均关断的状态占空比，以实现低纹波励磁电流控制。
经双沿调制策略后，前级DC/DC变换器在一个开关周期内分为三个工作模态，其中S1、S2导通，S4、S6关断，对应占空比为d1，此时励磁电流通路为蓄电池-励磁绕组-母线电容，对应励磁电流下降时，直流侧母线电压上升，称为励磁绕组放电模态；当S1、S2导通，S4、S6导通，对应占空比为d2，励磁电流的通路为蓄电池-励磁绕组，励磁电流上升而母线电压下降，为励磁绕组储能模态；当S1、S2关断，S4、S6导通，对应占空比为d3，此时励磁电流经S4、S6和二极管D1、D2续流，对应励磁电流幅值保持恒定，而直流母线电压下降，为续流模态，该工作模态的存在，使得励磁电流控制与母线电压控制相互独立。
将励磁绕组储能模态占空比d2分为两个部分：
Figure BDA0003191634870000031
其中d1为励磁绕组放电模态占空比。
则励磁电流状态空间方程简化为：
Figure BDA0003191634870000032
因此通过PI控制器调节d2’闭环控制励磁电流，与母线电压及其控制无关，实现解耦。
令励磁电流优先达到给定，在母线电压状态空间方程中认为励磁电流恒定，则母线电压状态空间方程简化为：
Figure BDA0003191634870000033
通过PI控制器调节d1闭环控制母线电压。
该解耦控制方法是由于续流模态的存在使得励磁电流控制与母线电压控制相互独立，当续流模态不存在时需要对励磁绕组储能模态占空比d2和放电模态d1占空比进行过调制的处理。因此，当d1+d2>1时：
Figure BDA0003191634870000034
本发明与现有技术相比具有的有益效果为：
1、相比于传统双管buck-boost变换器的控制策略，本发明提出的励磁电流和母线电压解耦控制策略能够同时控制励磁电流和母线电压的稳定。
2、相比于从功率角度提出的的控制策略，本发明所提出的解耦控制策略能够将励磁电流控制和母线电压控制解耦，大大抑制电机负载变化对励磁电流的交叉影响，提高***的动稳态性能。
附图说明
图1为电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器解耦控制方法示意图；
图2为电励磁双凸极电机转速波形；
图3为电励磁双凸极电机A相电枢绕组电流波形；
图4为电励磁双凸极电机电磁转矩波形；
图5为励磁绕组F1上励磁电流波形；
图6为加载瞬间励磁绕组F1上励磁电流细节波形；
图7为卸载瞬间励磁绕组F1上励磁电流细节波形；
图8为励磁绕组F2上励磁电流波形；
图9为母线电压波形；
图10为加载瞬间母线电压细节波形；
图11为卸载瞬间母线电压细节波形。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
传统双管buck-boost变换器通常工作在buck工作模式、boost工作模式以及buck-boost工作模式，但是常用的控制方式均是针对输出电压进行控制的，对电感储能元件的电流处理仅用于优化***性能。在本专利所应用的电励磁双凸极电机***中，前级buck-boost变换器既要控制母线电压也要控制励磁电流，则需要特殊设计控制策略实施控制。
双沿调制策略在传统buck-boost变换器中也有应用，其目的是提高直接传输功率比以降低器件应力并提高***效率。在本***中该调制策略能够消除上下管均关断的模态，而此模型励磁电流变化率最大，因此双沿调制策略有利于稳定励磁电流。经过双沿调制策略后，***剩余三个模态中有一个为续流模态，该模态中励磁电流保持不变，母线电压下降，而其余两个模态分别使得母线电压和励磁电流上升。因此，将前级buck-boost变换器经双沿调制后存在按模态分别控制励磁电流和母线电压的可能，续流模态的存在为励磁电流控制和母线电压控制的解耦提供了可行性，最终实现励磁电流和母线电压的稳定控制，提高***的稳定性，具有很好的研究意义。
本发明的电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，应用于基于***励磁绕组的电励磁双凸极电机驱动充电一体化***，前级DC/DC变换器与后级电励磁双凸极电机驱动用三相逆变器级联，前级DC/DC变换器实现对***中得直流侧母线电压和电励磁双凸极电机得励磁电流进行控制，采用双沿调制策略对开关S1、S2和S4、S6进行占空比控制，根据励磁绕组状态将一个开关周期分为三个工作模态：励磁绕组放电模态、励磁绕组储能模态和续流模态，其中励磁绕组储能模态和放电模态分别控制励磁电流和母线电压，续流模态用于励磁电流控制与母线电压的解耦控制。***架构与控制策略示意图如图1所示。
其中，前级双管buck-boost变换器(DC/DC变换器)采用双沿调制策略，开关管S1、S2将上升的锯齿波载波与占空比d2比较，占空比d2由励磁电流环输出d2’、母线电压环输出d1及解耦补偿输出d1’相加得到，占空比d2大于载波时S1、S2导通，控制环输出小于载波时S1、S2关断；
开关管S4、S6将下降的锯齿波载波与占空比(1-d1)比较，占空比(1-d1)由母线电压环输出d1得到，占空比(1-d1)大于载波时S4、S6导通，控制环输出小于载波时S4、S6关断；
由于开关S1、S2和S4、S6均关断时，励磁电流变化率较大，双沿调制策略旨在减小开关S1、S2和S4、S6均关断的状态占空比，以实现低纹波励磁电流控制。
经双沿调制策略后，前级DC/DC变换器在一个开关周期内分为三个工作模态，其中S1、S2导通，S4、S6关断，对应占空比为d1，此时励磁电流通路为蓄电池-励磁绕组-母线电容，对应励磁电流下降时，直流侧母线电压上升，称为励磁绕组放电模态；当S1、S2导通，S4、S6导通，对应占空比为d2，励磁电流的通路为蓄电池-励磁绕组，励磁电流上升而母线电压下降，为励磁绕组储能模态；当S1、S2关断，S4、S6导通，对应占空比为d3，此时励磁电流经S4、S6和二极管D1、D2续流，对应励磁电流幅值保持恒定，而直流母线电压下降，为续流模态，该工作模态的存在，使得励磁电流控制与母线电压控制相互独立。
列写双沿调制后的buck-boost变换器状态空间平均方程为：
Figure BDA0003191634870000051
励磁电流微分方程中包含d1和uc两个电压控制环中的量，因此实际上还是存在耦合。
当对励磁电流微分方程进行整理时发现：
Figure BDA0003191634870000052
可以将d2分为两部分，一部分用于控制励磁电流，一部分用于补偿母线电压及d1的变化影响：
d2＝d2'+d1'
Figure BDA0003191634870000061
可以将励磁电流微分方程简化为一阶***：
Figure BDA0003191634870000062
其原理是母线电压跌落引起d1增大，使得励磁电流放电时间增大，对应增大d2部分占空比补偿励磁绕组储能即不影响励磁电流平均值。因此通过PI控制器调节d2’闭环控制励磁电流，与母线电压及其控制无关，实现解耦。
令励磁电流优先达到给定，在母线电压状态空间方程中认为励磁电流恒定，则母线电压状态空间方程简化为：
Figure BDA0003191634870000063
通过PI控制器调节d1闭环控制母线电压。
该解耦控制方法是由于续流模态的存在使得励磁电流控制与母线电压控制相互独立，当续流模态不存在时需要对励磁绕组储能模态占空比d2和放电模态d1占空比进行过调制的处理。因此，当d1+d2>1时：
Figure BDA0003191634870000064
实施例
按照具体实施方式对电励磁双凸极电机驱动充电一体化***及其对应工况进行Matlab/Simulink仿真。电励磁双凸极电机参数为：每段励磁绕组电阻值0.4Ω，每段励磁绕组电感值13mH，电枢绕组电阻值0.1Ω，电枢绕组电感值5.6mH。仿真工况为：蓄电池电压72V，母线电压120V，电机给定转速200rpm，负载转矩1N·m，0.5s时电机加速以提高输出功率等效前级DC/DC变换器加载，0.7s时电机降速以降低输出功率等效前级DC/DC变换器卸载。
电励磁双凸极电机驱动充电一体化***电机状态波形如图2～图4所示，图2为电机转速波形，符合0.5s开始加速，0.7s开始降速的工况设置；图3为A相电枢绕组电流波形，可见0.5s时电枢电流增大，0.7s是电枢电流迅速降低，与前级DC/DC变换器加卸载时负载电流状态相一致；图4为电机电磁转矩波形，0.5s时达到额定转矩，0.7s时由于降速而迅速降低，符合工况设置。
电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器中励磁电流波形和母线电压波形如图5～11所示，图5～图7分别为励磁绕组F1上励磁电流波形以及加卸载瞬间细节波形，可见加载前励磁电流平均值为6A，峰峰值为0.0275A，稳态性能较好；加载时励磁电流升高约0.09A并迅速恢复稳态，加载后励磁电流平均值为6A，峰峰值为0.0525A；卸载时励磁电流几乎不变，平均值仍为6A，峰峰值为0.0293A。可见励磁电流控制在稳态和加卸载动态过程中均保持很好的控制效果。励磁绕组F2与励磁绕组F1对称，其波形十分类似，励磁电流波形如图8所示。
图9～图11分别为母线电压波形以及加卸载瞬间细节波形，可见加载前母线电压平均值为120V，峰峰值为0.116V，稳态性能较好；加载时母线电压跌落约1.6V并迅速恢复稳态，加载后母线电压平均值为120V，峰峰值为0.454V；卸载时由于电机能量回馈导致母线电压升高约1.3V，经0.1s后恢复稳态，卸载后母线电压平均值仍为120V，峰峰值为0.0853V。可见母线电压控制在稳态和加卸载动态过程中也能保持较好的控制效果。
前级DC/DC变换器加卸载过程中不可避免地对母线电压产生影响，而母线电压波动几乎对励磁电流没有影响，验证了励磁电流控制与母线电压控制的解耦。
该测试实例验证本发明所提出的变母线电压工况开关表优化直接转矩控制策略可以在宽母线电压变化范围内使得电机能正常驱动，相比于采用传统离线开关表控制策略的电机***，采用本发明控制策略的电机***输出性能更加稳定。
以上所述仅是本发明的优选实施例，对于本领域的技术人员而言，在本发明的精神和原则范围内做出的若干等同替换和改进，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，所述电励磁双凸极电机驱动充电一体化***包括蓄电池、DC/DC变换器、三相桥式逆变器、电励磁双凸极电机，蓄电池与DC/DC变换器输入端相连，DC/DC变换器输出端与三相桥式逆变器输入端相连，电励磁双凸极电机的励磁绕组复用于DC/DC变换器，电励磁双凸极电机的三相电枢绕组设置为开放式结构，一端与三相桥式逆变器输出端相连，另一端与充放电切换开关K1相连；DC/DC变换器采用buck-boost拓扑形式，由六个开关管S1～S6、两个二极管D1～D2、电励磁双凸极电机的两段励磁绕组F1和F2、开关K2以及电容C1构成，两个开关管S1、S2与两个二极管D1、D2相串联构成的两个桥臂的中点分别连接至电励磁双凸极电机两段励磁绕组F1和F2的一端，另外四个开关管S3～S6构成的两个桥臂的中点分别连接至电励磁双凸极电机两段励磁绕组F1和F2的另一端，开关K2位于两组桥臂中间，电容C1位于DC/DC变换器输出侧，其特征在于，所述DC/DC变换器实现对***中的直流侧母线电压和电励磁双凸极电机的励磁电流进行控制，采用双沿调制策略对开关管S1、S2和S4、S6进行占空比控制，所述占空比由励磁电流环PI调节器输出和母线电压环PI调节器输出决定；
根据励磁绕组状态将一个开关周期分为三个工作模态：①S1、S2导通，S4、S6关断，此时励磁电流通路为蓄电池-励磁绕组-母线电容，对应励磁电流下降时，直流侧母线电压上升，称为励磁绕组放电模态，对应占空比为d1；②S1、S2导通，S4、S6导通，励磁电流的通路为蓄电池-励磁绕组，励磁电流上升而母线电压下降，称为励磁绕组储能模态，对应占空比为d2；③S1、S2关断，S4、S6导通，此时励磁电流经S4、S6和二极管D1、D2续流，对应励磁电流幅值保持恒定，而直流母线电压下降，称为续流模态，对应占空比为d3；励磁绕组储能模态和放电模态分别控制励磁电流和直流侧母线电压，续流模态用于励磁电流控制与直流侧母线电压的解耦控制；
励磁绕组储能模态占空比d2由母线电压环PI调节器输出d1和励磁电流环PI调节器输出d2′综合决定：
Figure FDA0004161514120000011
其中，uc为直流侧电容电压，ub为蓄电池电压。
2.根据权利要求1所述的电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，其特征在于，采用双沿调制策略对开关S1、S2和S4、S6进行占空比控制，具体为：
开关管S1、S2将上升的锯齿波载波与d2比较，d2大于上升的锯齿波载波时S1、S2导通，否则S1、S2关断；
开关管S4、S6将下降的锯齿波载波与(1-d1)比较，(1-d1)大于下降的锯齿波载波时S4、S6导通，否则S4、S6关断。
3.根据权利要求1所述的电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，其特征在于：励磁电流闭环PI调节器输出d2′对应幅值由下式得到：
Figure FDA0004161514120000021
其中，iL为励磁电流，L为励磁绕组电感。
4.根据权利要求1所述的电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，其特征在于：
励磁绕组放电模态占空比d1由下式得到：
Figure FDA0004161514120000022
其中，uc为直流侧电容电压，iL为励磁电流，C为直流侧电容容值，R为DC/DC变换器等效输出电阻。
5.根据权利要求1所述的电励磁双凸极电机驱动充电一体化***前级DC/DC变换器的解耦控制方法，其特征在于：
当续流模态不存在时，对励磁绕组放电模态的占空比d1和励磁绕组储能模态的占空比d2进行过调制处理，即当d1+d2>1时，令：
Figure FDA0004161514120000023
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