CN113659914A - 一种用于高速开关磁阻电机的驱动电路及其控制方法 - Google Patents

一种用于高速开关磁阻电机的驱动电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于高速开关磁阻电机的驱动电路及其控制方法，包括：直流电源、开关磁阻电机N相绕组，其中N为自然数，且N≥3、以及由一个电感、两个电容、N+3个开关管、N+3个二极管组成的开关变换器及其控制方法；在电机低速或高速运行时，通过释放存储在瞬时功率模块中的电容能量，分别切换低压或高压的去磁模式，调节平均去磁电压，拓宽转速范围、减小转矩纹波，大幅减小功率电容的容量和体积。同时本发明结合PI控制，形成对输出电流、输入功率、电机转速的多变量耦合控制方法，补偿直流电源由于输出功率，电机换相等非线性因素所产生的瞬时功率纹波，拓宽直流电源电压选取范围，显著提升开关磁阻电机驱动***的性能。

Description

一种用于高速开关磁阻电机的驱动电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关磁阻电机励磁和去磁的功率变换装置及其控制方法，具体涉及一种基于多路复用技术的小电容多电平功率变换装置及其控制方法。
背景技术
在新能源汽车***中，开关磁阻电机凭借其电机结构简单可靠、制造成本低、起动转矩大、故障容错性高、控制灵活等优点成为电动汽车驱动***的发展行业中的重要一员。
功率变换器在开关磁阻电机驱动***承担着对电源能量进行传输和分配的作用，电机驱动拓扑的驱动性能优劣影响着整个电机运转的性能。其中，如图1所示，非对称半桥变换器由于其结构、控制方式简单可靠成为应用在传统开关磁阻电机驱动***中的典型代表，并且它在控制过程中，满足开关磁阻电机在不同相之间相互独立，而且其控制方式简单可靠，所以被广泛使用。但是，应用到开关磁阻电机的非对称半桥变换器每相绕组所需要的半导体器件数较多，并且需要在输入端并联大容量的电解电容来吸收电机产生的功率纹波，增加了***的成本和体积。再者，非对称半桥变换器结构上的直流母线电压不可调节，限制了开关磁阻电机的转速和转矩范围。因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是本领域研究学者们目前需要解决的问题。研究人员在非对称半桥变换器的基础上不断进行优化和改进，目前主要从降低成本，减小体积，改善性能等几方面对功率变换器拓扑进行研究。
针对非对称半桥变换器的存在问题，本发明在其基础上提出了一种具有小电容多电平的功率变换器及其控制方法，它通过改变工作模式或者占空比调节平均去磁电压，进而拓宽了转速范围、减小了转矩纹波；并通过功率流动控制方法拓宽直流电源电压的选取范围，结构上结合多路复用技术，减少变换器所需要的半导体器件数量，显著提升开关磁阻电机驱动***性能。
发明内容
本发明的目的在于增加电机驱动拓扑的输出电平，拓宽开关磁阻电机转速范围，减小电机运行产生的转矩纹波，同时从结构上减小拓扑所需电解电容的容值与体积，减少多相电机应用场景下需要的半导体器件数量，提升开关磁阻电机驱动***性能。本发明的另一目的是提供该功率变换器的控制方法，补偿直流电源输出功率，电机换相等非线性因素所产生的瞬时功率纹波，同时对输出电流、输入功率进行多变量的耦合控制。
本发明的装置的技术方案为：
一种用于高速开关磁阻电机驱动的小电容多电平功率变换器。其特征在于，包括：直流电源、滤波电感、瞬时功率模块101、共用桥臂102、第一桥臂103、第二桥臂104、第三桥臂105、第N桥臂10X和开关磁阻电机N相绕组，其中N为自然数，且N≥3；X＝N+2。
所述直流电源Vin的正极连接滤波电感L的正极，直流电源Vin的负极与共用桥臂102的开关管S2的源极连接；滤波电感L的负极与共用桥臂102的开关管S1的源极、S2的漏极连接。其中滤波电感的作用是使直流电源的输入电流保持连续并降低电流纹波。
所述瞬时功率模块101包括一个开关管、三个二极管和两个电容，其中开关管S3的漏极同时连接第二电容C2的正极和共用桥臂102中开关管S1的漏极，开关管S3的源极同时连接第一电容C1的正极、第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阴极；第一电容C1的负极同时连接直流电源的Vin的负极和第三二极管D3的阳极；第二电容C2的负极同时连接第二二极管D2的阳极和第三二极管D3的阴极；第一二极管D1的阳极与共用桥臂102开关管S1的源极、S2的漏极连接。
所述共用桥臂102由开关管S1和开关管S2串联组成，开关管S1的源极与开关管S2的漏极连接。
所述第一桥臂103由二极管D4和开关管S4串联组成，其中二极管D4的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D4的阳极与开关管S4的漏极连接，开关管S4的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接。
所述第二桥臂104由二极管D5和开关管S5串联组成，其中二极管D5的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D5的阳极与开关管S5的漏极连接，开关管S5的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接。
所述第三桥臂105由二极管D6和开关管S6串联组成，其中二极管D6的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D6的阳极与开关管S6的漏极连接，开关管S6的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接。
所述第N桥臂10X由二极管DN+3和开关管SN+3串联组成，其中二极管DN+3的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管DN+3的阳极与开关管SN+3的漏极连接，开关管SN+3的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接。
所述开关磁阻电机N相绕组至少为三相绕组，每相电机绕组的正极均与共用桥臂102开关管S1的源极、S2的漏极连接；A相电机绕组的负极A-与第一桥臂103中开关管S4的漏极连接点、二极管D4的阳极连接点相连；B相电机绕组的负极B-与第二桥臂104中开关管S5的漏极连接点、二极管D5的阳极连接点相连；C相电机绕组的负极C-与第三桥臂105中开关管S6的漏极连接点、二极管D6的阳极连接点相连……N相电机绕组的负极N-与第N桥臂10X中开关管SN+3的漏极连接点、二极管DN+3的阳极连接点相连，每个电机绕组形成的不对称半桥电路并联设置在共用桥臂102的两端。
本发明的控制方法的技术方案为：
一种用于高速开关磁阻电机驱动的小电容多电平功率变换器的功率流动控制方法，具体包括：拓扑状态变量控制回路201、电机位置变量控制回路202和电机转速变量控制回路203。
所述拓扑状态变量控制回路201包括电容电压控制回路和电感电流控制回路，电容电压控制回路作为外部控制回路，首先将电压传感器从瞬时功率模块101中第一电容C1检测到的电容电压vcap与电容电压设定参考值Vcap_ref进行比较，其次将得到的比较结果传递到PI控制器中，最后将PI控制器的输出值作为电感电流参考值iL_ref传递到电流控制回路输入端；内部的电感电流控制回路中，先将电感电流参考值iL_ref和电流传感器从滤波电感L检测到的电感电流值iL进行比较，其次将得到的比较结果作为PI调节器的输入值，PI调节器的输出则作为PWM信号发生器的输入，并将其与锯齿波的比较结果作为开关管S1、S2的占空比D，PWM信号发生器根据占空比D取值对开关管S1，S2输出驱动信号从而控制它们的导通和关断。
所述电机位置变量控制回路202的特征在于：外部控制回路为转速控制回路，先将转速设定值n_ref1和电机位置传感器检测到的实际转速值n进行比较，并将比较结果作为PI调节器的输入，PI调节器的输出则作为电机相电流参考值iY_ref，内部控制回路为相电流控制回路，电流滞环比较器将电流传感器从开关磁阻电机各相绕组获得的相电流检测值iY与电机相电流参考值iY_ref相比较，并将经过滞回控制器处理后的信号作为功率变换器开关管S4、S5、S6…SN+3的导通和关断驱动信号；其中Y＝A,B,C,…,N。
所述电机转速变量控制回路203的特征在于：先将转速设定值n_ref2和电机转速传感器检测到的实际转速值n作为转速比较器的输入，并将转速比较器处理后的信号作为功率变换器开关管S3的导通和关断驱动信号；当开关磁阻电机实际转速值n低于转速设定值n_ref2时，转速比较器输出信号使开关管S3处于并保持在导通状态，此时功率变换器工作在低压去磁模式；如果电机运行速度n超过转速设定值n_ref2，则转速比较器输出信号使开关管S3处于并保持在关断状态，此时功率变换器工作在高压去磁模式。
本发明的上述技术方案相比传统非对称半桥变换器的技术方案具有以下优点：
(1)吸收和提供功率的瞬时功率模块101和电源互相分离，所以电源端不会受到电容电压纹波的影响；
(2)对于瞬时功率模块101中的电容而言，可以允许高于电源电压以及更大的纹波电压，在这种情况下，就可以选取容量和体积较小的电容；
(3)滤波电感L会将直流电源电流进行滤波，所以不需要在电源测两端并联电解电容，此外直流电源电压的选取范围变得更宽，允许低于开关磁阻电机额定电压；
(4)直流母线电压具有可调性。通过对绕组施加更高的去磁电压从而缩短了相电流下降时间，抑制了负转矩的产生从而拓宽了恒转矩的转速范围，这十分有利于开关磁阻电机在高速运行下的应用；
(5)当驱动的开关磁阻电机的相数为N时，传统非对称半桥变换器需要2N个开关管和2N个二极管，而本发明所提出的功率变换器仅需要N+3个开关管、N+3个二极管、2个电容和1个电感，而因此本发明可有效降低了成本和体积，提高功率密度，进一步提高功率变换器的可靠性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1为传统非对称半桥变换器的N相开关磁阻电机运行原理图。
图2为本发明提供的小电容多电平N相功率变换器拓扑图及其功率流动控制方法示意图。
图3为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器拓扑图及其功率流动控制方法示意图。
图4为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器低压去磁模式的模态1等效电路图。
图5为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器低压去磁模式的模态2等效电路图。
图6为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器低压去磁模式的模态3等效电路图。
图7为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器低压去磁模式的模态4等效电路图。
图8为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器低压去磁模式的模态5等效电路图。
图9为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器低压去磁模式的模态6等效电路图。
图10为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器高压去磁模式的模态6等效电路图。
图11为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器在两种工作模式下的相绕组电压波形图。
图12为传统非对称半桥变换器在开关磁阻电机低速运行时的相电流波形图。
图13为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器在高压去磁模式时的相电流波形图。
图14为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器在开关磁阻电机低速运行时的动态相电流波形图。
图15为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器在开关磁阻电机低速运行时的动态转速波形图。
图16为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器和非对称半桥变换器分别在开关磁阻电机低速运行时的相电流波形图。
图17为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器在开关磁阻电机高速运行时处于低压去磁模式的波形图。
图18为本发明提供的小电容多电平三相功率变换器在开关磁阻电机高速运行时处于高压去磁模式的波形图。
图19为非对称半桥变换器在开关磁阻电机高速运行时的相电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图中的实例对本发明作进一步的描述。
本发明的小电容多电平功率变换器如图2所示，包括：直流电源、滤波电感、共用桥臂102、第一桥臂103、第二桥臂104、第三桥臂105、开关磁阻电机N相绕组和瞬时功率模块101。
图2～图19中符号分别表示：Vin为直流电源，为电机工作的主电源；L为滤波电感；S1、S2、S3、S4、S5、S6…SN+3表示带有反并联二极管的开关管；D1、D2、D3、D4、D5、D6…DN+3表示二极管；C1、C2分别表示瞬时功率模块101中的第一电容、第二电容；A+、B+、C+…N+分别表示开关磁阻电机的A、B、C…N相绕组正极，相应地，A-、B-、C-…N-则分别表示开关磁阻电机的A、B、C…N相绕组负极；D表示该变换器的占空比；vcap表示第一电容C1的检测电压；Vcap_ref表示第一电容C1的电容电压设定参考值；iL表示滤波电感L的电感电流检测值；iL_ref表示滤波电感L的电感电流参考值；n表示电机的动态转速；n_ref1、n_ref2表示电机的转速设定值；Δton、Δtoff分别表示每相电流的上升时间和下降时间；iA、iB、iC分别表示三相绕组工作电流；iin表示变换器的输入电流；FA、FB、FC表示开关磁阻电机运行时三相绕组的磁通量；T表示瞬时转矩；ΔT表示转矩纹波峰峰值。
所述直流电源Vin的正极连接滤波电感L的正极，直流电源Vin的负极与共用桥臂102的开关管S2的源极连接；滤波电感L的负极与共用桥臂102的开关管S1的源极、S2的漏极连接。其中滤波电感的作用是使直流电源的输入电流保持连续并降低电流纹波。
所述瞬时功率模块101包括一个开关管、三个二极管和两个电容，其中开关管S3的漏极同时连接第二电容C2的正极和共用桥臂102中开关管S1的漏极，开关管S3的源极同时连接第一电容C1的正极、第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阴极；第一电容C1的负极同时连接直流电源的Vin的负极和第三二极管D3的阳极；第二电容C2的负极同时连接第二二极管D2的阳极和第三二极管D3的阴极；第一二极管D1的阳极与共用桥臂102开关管S1的源极、S2的漏极连接。
所述瞬时功率模块101可以根据电机转速的快慢提供不同电平的去磁电压以满足需求；开关磁阻电机低速运行时，瞬时功率模块101提供较低电平的去磁电压，这样可以降低半导体器件的开关损耗；开关磁阻电机高速运行时，瞬时功率模块101可以提供较高电平的去磁电压使相电流快速降低，以防止尾电流出现在绕组电感下降区域从而产生负转矩，降低有效转矩。
所述共用桥臂102由开关管S1和开关管S2串联组成。开关管S1的源极与开关管S2的漏极连接。
所述第一桥臂103由二极管D4和开关管S4串联组成，其中二极管D4的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D4的阳极与开关管S4的漏极连接，开关管S4的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接。
所述第二桥臂104由二极管D5和开关管S5串联组成，其中二极管D5的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D5的阳极与开关管S5的漏极连接，开关管S5的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接。
所述第三桥臂105由二极管D6和开关管S6串联组成，其中二极管D6的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D6的阳极与开关管S6的漏极连接，开关管S6的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接。
所述第N桥臂10X由二极管DN+3和开关管SN+3串联组成，其中二极管DN+3的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管DN+3的阳极与开关管SN+3的漏极连接，开关管SN+3的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接。
所述开关磁阻电机N相绕组至少为三相绕组，每相电机绕组的正极均与共用桥臂102开关管S1的源极、S2的漏极连接；A相电机绕组的负极A-与第一桥臂103中开关管S4的漏极连接点、二极管D4的阳极连接点相连；B相电机绕组的负极B-与第二桥臂104中开关管S5的漏极连接点、二极管D5的阳极连接点相连；C相电机绕组的负极C-与第三桥臂105中开关管S6的漏极连接点、二极管D6的阳极连接点相连……N相电机绕组的负极N-与第N桥臂10X中开关管SN+3的漏极连接点、二极管DN+3的阳极连接点相连，每个电机绕组形成的不对称半桥电路并联设置在共用桥臂102的两端。
功率流动控制方法如图2所示，具体包括：拓扑状态变量控制回路201、电机位置变量控制回路202和电机转速变量控制回路203。
所述拓扑状态变量控制回路201包括电容电压控制回路和电感电流控制回路，电容电压控制回路作为外部控制回路，首先将电压传感器从瞬时功率模块101中第一电容C1检测到的电容电压vcap与电容电压设定参考值Vcap_ref进行比较，其次将得到的比较结果传递到PI控制器中，最后将PI控制器的输出值作为电感电流参考值iL_ref传递到电流控制回路输入端；内部的电感电流控制回路中，先将电感电流参考值iL_ref和电流传感器从滤波电感L检测到的电感电流值iL进行比较，其次将得到的比较结果作为PI调节器的输入值，PI调节器的输出则作为PWM信号发生器的输入，并将其与锯齿波的比较结果作为开关管S1、S2的占空比D，PWM信号发生器根据占空比D取值对开关管S1，S2输出驱动信号从而控制它们的导通和关断。
这里需要指出的是，理想情况下开关管S1和S2的导通和关断信号是互补的，而实际上开关管导通和关断都需要一定的时间，尽管时间很短，但是当开关管S1和S2驱动信号完全互补时仍然存在其中一个开关管处于未完全关断状态而另一个开关管处于导通状态的风险，这种情况下会致使第一电容C1和第二电容C2被短路，开关管S1和S2会流过较大峰值的瞬时电流导致开关管损坏，所以为了避免直通情况的发生需要设置一定的死区时间。
所述电机位置变量控制回路202的特征在于：外部控制回路为转速控制回路，先将转速设定值n_ref1和电机位置传感器检测到的实际转速值n进行比较，并将比较结果作为PI调节器的输入，PI调节器的输出则作为电机相电流参考值iY_ref，内部控制回路为相电流控制回路，电流滞环比较器将电流传感器从开关磁阻电机各相绕组获得的相电流检测值iY与电机相电流参考值iY_ref相比较，并将经过滞回控制器处理后的信号作为功率变换器开关管S4、S5、S6…SN+3的导通和关断驱动信号；其中Y＝A,B,C,…,N。
所述电机转速变量控制回路203的特征在于：先将转速设定值n_ref2和电机转速传感器检测到的实际转速值n作为转速比较器的输入，并将转速比较器处理后的信号作为功率变换器开关管S3的导通和关断驱动信号；当开关磁阻电机实际转速值n低于转速设定值n_ref2时，转速比较器输出信号使开关管S3处于并保持在导通状态，此时功率变换器工作在低压去磁模式；如果电机运行速度n超过转速设定值n_ref2，则转速比较器输出信号使开关管S3处于并保持在关断状态，此时功率变换器工作在高压去磁模式。
需要说明的是，不同于传统非对称半桥变换器，本申请实施例中的小电容多电平功率变换器根据开关磁阻电机运转速度的不同可分为低压去磁模式和高压去磁模式两种工作模式。
特别地，在本说明书中，以小电容多电平三相功率变换器为实例进行解释说明，具体如图3所示。
考虑到每相绕组在一个工作周期内的工作状态均相同，所以下面以A相为例，对两种工作模式下的一个工作周期分别进行分析，具体请参照图4、图5、图6、图7、图8、图9和图10，其中图4至图9为所示电路在开关磁阻电机低速运行时的等效电路图，图10为所示电路在开关磁阻电机高速运行时的等效电路图；图中的虚线部分为非工作部分，可视为不存在。下面结合本申请中提供的小电容多电平功率变换器的结构来对其工作过程作介绍：
当本发明所提出的功率变换器工作在低压去磁模式时，开关管S3需要保持导通状态。当工作在高压去磁模式时，开关管S3需要保持关断状态。
1)具体地，当电路工作在低压去磁模式的模态1时，如图4所示，此时开关管S2，S4导通，开关管S1关断。滤波电感L两端压降为输入电源电压Vin，电感L的电流iL逐渐上升。同时，开关磁阻电机A相绕组两端外加电压为零，并通过开关管S2，S4进行续流，但是由于反电动势的存在，绕组电流在这一过程中持续减小。
2)当电路工作在低压去磁模式的模态2时，如图5所示，此时开关管S1，S4导通，开关管S2关断。在这种情况下，当同时满足滤波电感L电流iL大于相绕组电流iA时，相绕组两端电压VA等于电容电压
Figure BDA0003228195270000091
A相绕组电流逐渐增加，此时A相绕组处于励磁状态。直流电源通过二极管D1给第一电容C1进行充电，电源其余的能量被第一电容C1吸收，所以滤波电感L两端压降等于
Figure BDA0003228195270000092
电感电流持续减小。
3)当电路工作在低压去磁模式的模态3时，如图6所示，此时开关管S1，S4导通，开关管S2关断，并且满足滤波电感L电流iL小于相绕组电流iA的条件时，此时电源无法提供相绕组足够的能量，需要由电源和瞬时功率模块同时为相绕组提供能量，在这种情况下，可以分为
Figure BDA0003228195270000093
和
Figure BDA0003228195270000094
两种状态来进行考虑。当
Figure BDA0003228195270000095
时，等效电路如图6所示，此时仅由第一电容C1和电源提供A相所需的电流，第一电容C1两端的电压通过开关管S1、S3，S4施加在A相绕组上，所以A相绕组两端电压VA等于电容电压
Figure BDA0003228195270000096
滤波电感L两端的电压仍然等于
Figure BDA0003228195270000097
所以电感电流iL继续减小。
4)当电路工作在低压去磁模式的模态4时，如图7所示，此时开关管S1，S4导通，开关管S2关断，开关管的导通和关断状态与工作状态三相同。但与工作状态三不同的是此时第一电容C1和第二电容C2两端的电压相等，即
Figure BDA0003228195270000098
此时由第一电容C1、C2和电源同时为A相绕组提供所需的瞬时功率，A相绕组两端电压VA等于
Figure BDA0003228195270000099
滤波电感L两端的电压仍然等于
Figure BDA00032281952700000910
所以电感电流iL继续减小。
5)当电路工作在低压去磁模式的模态5时，如图8所示，此时开关管S1导通，开关管S2，S4关断。电源只通过二极管D4对第一电容C1进行充电。滤波电感两端电压为
Figure BDA0003228195270000101
所以电感电流iL逐渐减小。与此同时，A相绕组通过开关管S1和二极管D4进行续流，因此绕组两端外部压降为零，但是由于反电动势的存在，相绕组电流iA逐渐减小。
6)当电路工作在低压去磁模式的模态6时，如图9所示，此时开关管S2导通，开关管S1，S4关断。滤波电感两端压降为输入电源电压Vin，因此电感电流iL逐渐增加。由于开关管S3处于导通状态，A相绕组通过回路二极管D4以及开关管S2、S3与第一电容C1进行续流，此时绕组两端电压为
Figure BDA0003228195270000102
所以绕组电流iA迅速减小进入去磁模式，第一电容C1两端电压略有增加。
7)当电路工作在高压去磁模式的模态6时，如图10所示，此时开关管S2导通，开关管S1，S3，S4关断相绕组处于高压去磁期间，这与低压去磁模式的模态6是相同的，滤波电感两端压降为输入电源电压Vin，所以电感电流iL逐渐增加。与其不同的是由于开关管S3的关断，A相绕组仅能通过二极管D2，D4、开关管S2以及第一电容C1，第二电容C2进行续流，此时相绕组所承受的压降为
Figure BDA0003228195270000103
所以相绕组电流iA迅速减小进入高压去磁模式，第一电容C1、第二电容C2两端压降略有增加。这里值得指出的是，在高压去磁模式下仅工作状态六与低压去磁模式的不同，其余工作状态均与低压去磁模式相同，所以这里不再赘述。
以A相为例，所提出的变换器工作在低压去磁模式时在励磁期间和去磁期间的等效电路分别如图4、图5和图8、图9所示。在励磁期间，根据图4和图5可以推导出滤波电感L以及绕组电感Lmin的状态方程：
Figure BDA0003228195270000104
其中iL、iA分别为滤波电感L和A相绕组的电流，D为开关S2占空比，VC1为第一电容C1两端的电压。通过上式可以推导出A相绕组电流在励磁阶段的表达式为：
Figure BDA0003228195270000105
显然，通过比较可以发现本发明所提出的功率变换器与非对称半桥变换器在励磁时间相同的条件下，相电流上升值也相同。在低压去磁模式时去磁等效模型如图8和图9所示，滤波电感以及绕组电感的状态方程可以表示为：
Figure BDA0003228195270000111
同样地，通过上式可以推导出在此期间相电流表达式为：
Figure BDA0003228195270000112
根据上式可以发现，本发明提出的功率变换器工作在低压去磁模式时只有当占空比D＞0.5时，绕组退磁时间才会小于非对称半桥变换器。
结合上述分析表明，在相同的条件下，所提出的变换器工作在低压去磁模式时相电流达到设定值所需的上升时间与非对称半桥变换器相比是相同的。而相电流的下降时间则取决于占空比D的大小，第一种情况占空比D<0.5，所提出的变换器的去磁时间将会大于非对称半桥变换器；第二种情况占空比D＝0.5，所提出的变换器的去磁时间将会与非对称半桥变换器的相同；第三种情况占空比D＞0.5，所提出的变换器的去磁时间将会小于非对称半桥变换器。而当开关磁阻电机处于高压去磁模式时，励磁期间工作状态和相电流的上升时间与低压去磁模式相同。在绕组去磁期间，其相应的简化电路模型如图10所示。类似地，可以推导出滤波电感L以及绕组电感Lmin的状态方程为：
Figure BDA0003228195270000113
简化以后可以得到在高压去磁模式下A相绕组电流的表达式为：
Figure BDA0003228195270000114
当开关管占空比D相同时，在高压去磁模式下的相绕组电流下降速率是在低压去磁模式下的两倍，所以在高压去磁模式下相电流减小至零所需要时间仅为低压去磁模式的一半，这对于减小尾电流、拓宽恒转矩转速范围以及提高电机运行效率是十分有利的。两种工作模式下相绕组电压如图11所示，通过比较可以发现在两种工作模式下的励磁电压相同，而在高压去磁模式下的去磁电压是低压去磁模式的两倍。另一方面，与非对称半桥变换器相比，在高压去磁模式下只有当占空比D＞0.33时，绕组退磁时间才会小于非对称半桥变换器。
非对称半桥变换器提供的平均励磁电压和平均去磁电压是固定不变的，都等于输入电源电压Vin。本发明所提出功率变换器提供的平均励磁电压与非对称半桥变换器相同，但是可以对平均去磁电压进行调节，并且当满足一定条件时(工作在低压去磁模式时需满足占空比D＞0.5，工作在高压去磁模式时需满足占空比D＞0.33)，其平均去磁电压会大于非对称半桥变换器。
为了进行验证，可以搭建图3所示电路的仿真电路，其中仿真参数的设置具体如下：
Figure BDA0003228195270000121
在开关磁阻电机转速为1000r/min，负载转矩为80N·m的低速运行情况下，采用功率流动控制方法。非对称半桥变换器在该运行状况下的仿真图如图12所示，本发明所提出的功率变换器工作在高压去磁模式下的仿真波形如图13所示：高压去磁模式下的相电流下降时间为289.3μs，应用非对称半桥变换器时的相电流下降时间为892.7μs。在高压去磁模式时绕组相电流的下降时间明显小于使用非对称半桥变换器时的下降时间。
图14给出了所提出功率变换器在动态性能测试下的仿真结果。电机起始运行速度设置为1000r/min并且负载转矩设置为40N·m。电机在时间t＝3s之前的一段时间内达到额定转速并处于稳态运行，当t＝3s时电机负载转矩从40N·m瞬间增加到80N·m，此时电机的相电流和转速都发生了变化，其中相电流从29A逐渐增加到45A，其相应的变化过程如图14所示。图15给出了电机转速变换过程，可以发现在时间t＝2s时转速开始下降，在经历了236ms之后转速又重新达到1000r/min。
图16(a)和(b)分别给出了非对称半桥变换器和本发明所提出的功率变换器的输入电流波形，可以发现，非对称半桥变换器具有很大的低频电流纹波，并且其峰峰值达到了56A。相反地，由于本发明所提出的功率变换器具有滤波电感并且采用功率流动控制方法，所以其输入电流的低次谐波幅值更小，其峰峰值仅为14A。在更高频率的电流谐波幅值方面，所提出的功率变换器的值均低于非对称半桥变换器，可实现电源寿命的有效延长以及滤波等作用。
图17至图19分别是本发明所提出的功率变换器和非对称半桥变换器在开关磁阻电机高速运行下的仿真结果。在电机高速运行时，非对称半桥变换器和本发明所提出的功率变换器工作在低压去磁模式时的绕组电流波形均产生了严重的畸变，具有较大的尾电流，如图17和19所示。严重影响了平均转矩和转速的提升。与其相比，本发明所提出的功率变换器工作在高压去磁模式时平均去磁电压获得明显提升，可以快速建立和减小相电流，其仿真结果如图18所示，从而在负载转矩不变的情况下拓宽转速范围，减小转矩纹波。从中可以发现在相同条件下，非对称半桥变换器转速最高只能达到6700r/min，而本发明所提出的变换器工作在高压去磁模式下转速可以达到7200r/min。此外，当电机高速运行时，非对称半桥变换器和本发明所提出的功率变换器工作在低压去磁模式时的转矩纹波峰峰值分别为20.6N·m和21.8N·m，而工作在高压去磁模式下转矩纹波峰峰值仅为17.8N·m，相比非对称半桥变换器减少了15％。所提出的功率变换器应用在电动汽车及其他设备在高速运行时相较于传统功率变换器会更加平稳。
作为一种优选地实施例，开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6均为NMOS管。
作为一种优选地实施例，开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6均为IGBT管。
另外，这里的开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6还可以选择其他类型的开关管，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定。
需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (5)

1.一种用于高速开关磁阻电机的驱动电路，其特征在于，包括：小电容多电平功率变换电路及其控制方法。
2.权利要求1所述的小电容多电平功率变换电路，其特征在于，包括：直流电源、滤波电感、瞬时功率模块101、共用桥臂102、第一桥臂103、第二桥臂104、第三桥臂105、第N桥臂10X和开关磁阻电机N相绕组；其中N为自然数，且N≥3；X＝N+2；
所述直流电源Vin的正极连接滤波电感L的正极，直流电源Vin的负极与共用桥臂102的开关管S2的源极连接；滤波电感L的负极与共用桥臂102的开关管S1的源极、S2的漏极连接；
所述瞬时功率模块101包括一个开关管、三个二极管和两个电容，其中开关管S3的漏极同时连接第二电容C2的正极和共用桥臂102中开关管S1的漏极，开关管S3的源极同时连接第一电容C1的正极、第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阴极；第一电容C1的负极同时连接直流电源的Vin的负极和第三二极管D3的阳极；第二电容C2的负极同时连接第二二极管D2的阳极和第三二极管D3的阴极；第一二极管D1的阳极与共用桥臂102开关管S1的源极、S2的漏极连接；
所述共用桥臂102由开关管S1和开关管S2串联组成，开关管S1的源极与开关管S2的漏极连接；
所述第一桥臂103由二极管D4和开关管S4串联组成，其中二极管D4的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D4的阳极与开关管S4的漏极连接，开关管S4的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接；
所述第二桥臂104由二极管D5和开关管S5串联组成，其中二极管D5的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D5的阳极与开关管S5的漏极连接，开关管S5的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接；
所述第三桥臂105由二极管D6和开关管S6串联组成，其中二极管D6的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管D6的阳极与开关管S6的漏极连接，开关管S6的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接；
所述第N桥臂10X由二极管DN+3和开关管SN+3串联组成，其中二极管DN+3的阴极与共用桥臂102中开关管S1的漏极连接，二极管DN+3的阳极与开关管SN+3的漏极连接，开关管SN+3的源极与共用桥臂102中开关管S2的源极连接；
所述开关磁阻电机N相绕组至少为三相绕组，每相电机绕组的正极均与共用桥臂102开关管S1的源极、S2的漏极连接；A相电机绕组的负极A-与第一桥臂103中开关管S4的漏极连接点、二极管D4的阳极连接点相连；B相电机绕组的负极B-与第二桥臂104中开关管S5的漏极连接点、二极管D5的阳极连接点相连；C相电机绕组的负极C-与第三桥臂105中开关管S6的漏极连接点、二极管D6的阳极连接点相连……N相电机绕组的负极N-与第N桥臂10X中开关管SN+3的漏极连接点、二极管DN+3的阳极连接点相连，每个电机绕组形成的不对称半桥电路并联设置在共用桥臂102的两端。
3.权利要求1所述的高速开关磁阻电机驱动的小电容多电平功率变换电路的控制方法具体包括：拓扑状态变量控制回路201、电机位置变量控制回路202和电机转速变量控制回路203；
所述拓扑状态变量控制回路201包括电容电压控制回路和电感电流控制回路，电容电压控制回路作为外部控制回路，首先将电压传感器从瞬时功率模块101中第一电容C1检测到的电容电压vcap与电容电压设定参考值Vcap_ref进行比较，其次将得到的比较结果传递到PI控制器中，最后将PI控制器的输出值作为电感电流参考值iL_ref传递到电流控制回路输入端；内部的电感电流控制回路中，先将电感电流参考值iL_ref和电流传感器从滤波电感L检测到的电感电流值iL进行比较，其次将得到的比较结果作为PI调节器的输入值，PI调节器的输出则作为PWM信号发生器的输入，并将其与锯齿波的比较结果作为开关管S1、S2的占空比D，PWM信号发生器根据占空比D取值对开关管S1，S2输出驱动信号从而控制它们的导通和关断；
所述电机位置变量控制回路202的特征在于：外部控制回路为转速控制回路，先将转速设定值n_ref1和电机位置传感器检测到的实际转速值n进行比较，并将比较结果作为PI调节器的输入，PI调节器的输出则作为电机相电流参考值iY_ref，内部控制回路为相电流控制回路，电流滞环比较器将电流传感器从开关磁阻电机各相绕组获得的相电流检测值iY与电机相电流参考值iY_ref相比较，并将经过滞回控制器处理后的信号作为功率变换器开关管S4、S5、S6…SN+3的导通和关断驱动信号；其中Y＝A,B,C,…,N；
所述电机转速变量控制回路203的特征在于：先将转速设定值n_ref2和电机转速传感器检测到的实际转速值n作为转速比较器的输入，并将转速比较器处理后的信号作为功率变换器开关管S3的导通和关断驱动信号；当开关磁阻电机实际转速值n低于转速设定值n_ref2时，转速比较器输出信号使开关管S3处于并保持在导通状态，此时功率变换器工作在低压去磁模式；如果电机运行速度n超过转速设定值n_ref2，则转速比较器输出信号使开关管S3处于并保持在关断状态，此时功率变换器工作在高压去磁模式。
4.所述电力电子开关器件并联设置有二极管；所述电力电子开关器件为IGBT管；或所述电力电子开关器件为NMOS管。
5.根据权利要求1所述的小电容多电平功率变换器，其特征在于，所述共用桥臂102中的开关管S1和开关管S2的驱动信号互补，不同时导通，并且需要设置死区时间。
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