CN113572274A - 一种带有lcc-lclcc补偿网络的谐振式无线电能传输*** - Google Patents

一种带有lcc-lclcc补偿网络的谐振式无线电能传输*** Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种带有LCC‑LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，涉及无线电能传输技术领域。通过在发射端设置LCC谐振网络，在接收端设置LCLCC谐振网络，使本发明提出的无线电能传输***相对于现有的LCC‑S和双边LCC型无线电能传输***具有更好的效率表现，具体为：在负载变化时，电能传输效率的变化幅度较现有的拓扑结构更小，和传统结构相比更能维持高传输效率，传输更稳定。在线圈发生偏移时，传输效率的下降幅度更小，抗偏移能力更强。

Description

一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***
技术领域
本发明涉及无线电能传输技术领域，更具体地，涉及一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***。
背景技术
传统的电能传输方式采用插电式有线传输，在用电时存在火花及高压触电等安全隐患，危害用电安全，用电可靠性较低，并且难以达到一些特殊工业场合的安全要求。无线电能传输技术正是为了弥补这些不足而被广泛探讨与研究的一种电能传输技术。无线电能传输***是一种新兴的无需物理接触便可在一定距离内实现从供电电源到负载端的电能传输技术。与传统金属导线直接接触的电能传输方式不同，无线电传输技术是利用磁场、激光或微波等作为能量的传输媒介，使电网与用电设备之间无需电气直接接触，有效克服了传统金属导线直接接触供电形式所存在的固有缺陷，极大地降低了用电设备对电线与接线端口的使用率，因此，无线电能传输***在安全性、电气隔离、电气维护、便捷性以及在特殊环境与天气下工作的能力等方面具有诸多优势。
无线电能传输***依靠线圈的耦合进行能量传输，由于需要实现一定距离的电能传输，使得线圈间的耦合系数低，降低了能量的传输效率。为了提高能量的传输效率，需要对发射和接收线圈进行补偿，使发射线圈和接收线圈处于谐振状态，在谐振状态下，***的传输效率将大大提高。然而，以往的结构存在一些缺陷和不足之处：基础的串联或并联补偿网络无法实现发射线圈的恒流和接收端的恒压输出，新提出的LCC-S型和双边LCC型补偿网络能实现发射线圈的恒流和接收端的恒压输出，但其负载特性仍不够好，在负载变化时效率显著降低，同时在发射线圈和接受线圈不对准，发生偏移时，传输的效率也会显著降低。
公开号为CN212063636U，公开日：2020-12-01，一种基于复合LCC补偿的无线电能传输装置，该专利采用双边LCC型补偿网络，同样存在负载特性仍不够好，在负载变化时效率显著降低的问题。
发明内容
本发明为克服上述技术问题，提供一种在负载变化时传输更稳定、并且抗偏移能力更强的带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***。
本发明技术方案如下：
一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，包括：发射端和接收端；所述发射端包括：第一整流滤波电路、高频功率逆变电路、LCC谐振网络和发射线圈L2；接收端包括：接收线圈L3、LCLCC谐振网络、第二整流滤波电路；
所述发射端的第一整流滤波电路连接高频功率逆变电路，高频功率逆变电路连接LCC谐振网络，LCC谐振网络连接发射线圈L2，接收端的接收线圈L3连接LCLCC谐振网络，LCLCC谐振网络连接第二整流滤波电路。
本技术方案提出了一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***主电路拓扑结构，通过在发射端设置LCC谐振网络，在接收端设置LCLCC谐振网络，使本发明提出的无线电能传输***相对于现有的LCC-S和双边LCC型无线电能传输***具有更好的效率表现，具体为：在负载变化时，电能传输效率的变化幅度较现有的拓扑结构更小，和传统结构相比更能维持高传输效率，传输更稳定。在线圈发生偏移时，传输效率的下降幅度更小，抗偏移能力更强。
进一步地，所述LCC谐振网络包括：第一电感L1、第一电容C1、第二电容C2；所述LCLCC谐振网络包括：第三电容C3、第四电容C4、第四电感L4、第五电容C5、第五电感L5；
LCC谐振网络的第二电容C2和发射线圈L2串联后与第一电容C1并联，第一电容C1的第一引脚连接第一电感L1的第二引脚，第一电感L1的第一引脚连接高频功率逆变电路的第一输出端，第一电容C1的第二引脚连接高频功率逆变电路的第二输出端；接收线圈L3与LCLCC谐振网络的第三电容C3串联后与第四电容C4并联，第四电容C4的第一引脚连接第四电感L4的第一引脚，第四电感L4的第二引脚连接第五电感L5的第一引脚，第五电容C5的第一引脚连接第四电感L4的第二引脚，第五电容C5的第二引脚连接第四电容C4第二引脚，第五电容C5的第二引脚和第五电感L5的第二引脚均与第二整流滤波电路连接。
进一步地，第一整流滤波电路包括：第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、输入滤波电容Cin；第一整流二极管D1的正极连接第三整流二极管D3的负极，第三整流二极管D3的正极连接第四整流二极管D4的正极，第四整流二极管D4的负极连接第二整流二极管D2的正极，第二整流二极管D2的负极连接第一整流二极管D1的负极，输入滤波电容Cin第一端连接整流二极管D2的负极，输入滤波电容Cin第二端连接四整流二极管D4的正极；第一整流二极管的正极和第四整流二极管D4的负极作为第一整流滤波电路的电源输入端，输入滤波电容Cin的两端作为第一整流滤波电路的输出端与高频功率逆变电路连接。
进一步地，所述高频功率逆变电路为全桥逆变电路。
上述技术方案中，采用全桥逆变电路，开关电流较小，转换效率高。
进一步地，所述高频功率逆变电路包括：第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3和第四MOS管Q4；
第一MOS管Q1源极连接第二MOS管Q2漏极，第二MOS管Q2源极连接第四MOS管Q4源极，第四MOS管Q4漏极连接第三MOS管Q3源极，第三MOS管Q3漏极连接第一MOS管Q1漏极，第四MOS管Q4源极接地；第三MOS管Q3漏极和第四MOS管Q4源极均作为高频功率逆变电路的输入端与第一整流滤波电路的输出端连接；第一MOS管Q1源极和第四MOS管Q4漏极作为高频功率逆变电路的输出端与LCC谐振网络连接。
进一步地，所述第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3和第四MOS管Q4均为N沟道耗尽型MOS管。
进一步地，所述第二整流滤波电路包括：第一功率二极管DR1、第二功率二极管DR2、第三功率二极管DR3、第四功率二极管DR4、输出滤波电容Co；
第一功率二极管DR1的正极连接第三功率二极管DR3的负极，第三功率二极管DR3的正极连接第四功率二极管DR4的正极，第四功率二极管DR4的负极连接第二功率二极管DR2的正极，第二功率二极管DR2的负极连接第一功率二极管DR1的负极，输出滤波电容Co第一端连接第二功率二极管DR2的负极，输出滤波电容Co第二端连接第四功率二极管DR4的正极；第一功率二极管DR1的正极和第四功率二极管DR4的负极作为第二整流滤波电路的输入端与LCLCC谐振网络连接，输出滤波电容Co的两端作为第二整流滤波电路的输出端与负载用电器连接。
进一步地，输出滤波电容Co为极性电容，输出滤波电容Co的第一引脚为电容正极，输出滤波电容Co的第二引脚为电容负极。
进一步地，第四电容C4的容量大于第五电容C5的容量。
进一步地，第四整流电容C4的阻抗ZC4，第五整流电容电容C5的阻抗ZC5和耦合电感阻抗ZM的大小关系为：
Figure BDA0003216545110000041
本技术方案提出了一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***主电路拓扑结构，与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：通过在发射端设置LCC谐振网络，在接收端设置LCLCC谐振网络，使本发明提出的无线电能传输***相对于现有的LCC-S和双边LCC型无线电能传输***具有更好的效率表现，具体为：在负载变化时，电能传输效率的变化幅度较现有的拓扑结构更小，和传统结构相比更能维持高传输效率，传输更稳定。在线圈发生偏移时，传输效率的下降幅度更小，抗偏移能力更强。
附图说明
图1为本发明原理图；
图2为本发明的电路结构图；
图3为LCC-LCLCC补偿网络等效电路图；
图4为LCC-LCLCC拓扑与传统LCC-S拓扑在负载变化时的效率变化情况对比示意图；
图5为LCC-LCLCC拓扑与传统LCC-S拓扑在负载和耦合系数变化时的效率变化情况对比三维示意图。
具体实施方式
为清楚地说明本发明一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，结合实例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。
实施例1
一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，电路原理图如图1所示，包括：发射端和接收端；所述发射端包括：第一整流滤波电路、高频功率逆变电路、LCC谐振网络和发射线圈L2；接收端包括：接收线圈L3、LCLCC谐振网络、第二整流滤波电路；
所述发射端的第一整流滤波电路连接高频功率逆变电路，高频功率逆变电路连接LCC谐振网络，LCC谐振网络连接发射线圈L2，接收端的接收线圈L3连接LCLCC谐振网络，LCLCC谐振网络连接第二整流滤波电路。
本实施例中交流电源输入依次经过发射端的第一整流滤波电路、高频功率逆变电路、LCC谐振网络到达发射线圈L2，发射线圈L2将电能通过无线方式传输到接收线圈L3，接收线圈L3将电能输出到LCLCC谐振网络，然后经过第二整流滤波电路后到达负载，为负载供电。
本技术方案通过在发射端设置LCC谐振网络，在接收端设置LCLCC谐振网络，使本发明提出的无线电能传输***相对于现有的LCC-S和双边LCC型无线电能传输***具有更好的效率表现，具体为：在负载变化时，电能传输效率的变化幅度较现有的拓扑结构更小，和传统结构相比更能维持高传输效率，传输更稳定。在线圈发生偏移时，传输效率的下降幅度更小，抗偏移能力更强。
实施例2
一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，电路原理如图1所示，包括：发射端和接收端；所述发射端包括：第一整流滤波电路、高频功率逆变电路、LCC谐振网络和发射线圈L2；接收端包括：接收线圈L3、LCLCC谐振网络、第二整流滤波电路；
所述发射端的第一整流滤波电路连接高频功率逆变电路，高频功率逆变电路连接LCC谐振网络，LCC谐振网络连接发射线圈L2，接收端的接收线圈L3连接LCLCC谐振网络，LCLCC谐振网络连接第二整流滤波电路。
本实施例中交流电源输入依次经过发射端的第一整流滤波电路、高频功率逆变电路、LCC谐振网络到达发射线圈L2，发射线圈L2将电能通过无线方式传输到接收线圈L3，接收线圈L3将电能输出到LCLCC谐振网络，然后经过第二整流滤波电路后到达负载，为负载供电。
本实施例无线电能传输***电路结构如图2所示，其中，所述LCC谐振网络包括：第一电感L1、第一电容C1、第二电容C2；所述LCLCC谐振网络包括：第三电容C3、第四电容C4、第四电感L4、第五电容C5、第五电感L5；
LCC谐振网络的第二电容C2和发射线圈L2串联后与第一电容C1并联，第一电容C1的第一引脚连接第一电感L1的第二引脚，第一电感L1的第一引脚连接高频功率逆变电路的第一输出端，第一电容C1的第二引脚连接高频功率逆变电路的第二输出端；接收线圈L3与LCLCC谐振网络的第三电容C3串联后与第四电容C4并联，第四电容C4的第一引脚连接第四电感L4的第一引脚，第四电感L4的第二引脚连接第五电感L5的第一引脚，第五电容C5的第一引脚连接第四电感L4的第二引脚，第五电容C5的第二引脚连接第四电容C4第二引脚，第五电容C5的第二引脚和第五电感L5的第二引脚均与第二整流滤波电路连接。
第一整流滤波电路包括：第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、输入滤波电容Cin；第一整流二极管D1的正极连接第三整流二极管D3的负极，第三整流二极管D3的正极连接第四整流二极管D4的正极，第四整流二极管D4的负极连接第二整流二极管D2的正极，第二整流二极管D2的负极连接第一整流二极管D1的负极，输入滤波电容Cin第一端连接整流二极管D2的负极，输入滤波电容Cin第二端连接四整流二极管D4的正极；第一整流二极管的正极和第四整流二极管D4的负极作为第一整流滤波电路的电源输入端，输入滤波电容Cin的两端作为第一整流滤波电路的输出端与高频功率逆变电路连接。
本实施例中，输入第一整流滤波电路的交流电源为220V市电，220V市电经过第一整流滤波电路变换为馒头波，滤波电容Cin将馒头波变换为幅值为310V的直流电输送给高频功率逆变电路。
所述高频功率逆变电路为全桥逆变电路。
所述高频功率逆变电路包括：第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3和第四MOS管Q4；
第一MOS管Q1源极连接第二MOS管Q2漏极，第二MOS管Q2源极连接第四MOS管Q4源极，第四MOS管Q4漏极连接第三MOS管Q3源极，第三MOS管Q3漏极连接第一MOS管Q1漏极，第四MOS管Q4源极接地；第三MOS管Q3漏极和第四MOS管Q4源极均作为高频功率逆变电路的输入端与第一整流滤波电路的输出端连接；第一MOS管Q1源极和第四MOS管Q4漏极作为高频功率逆变电路的输出端与LCC谐振网络连接。
本实施例中，所述高频功率逆变电路采用N沟道耗尽型MOS管；高频功率逆变电路用于将前级经过整流滤波得到的直流电转换为高频的交流电。在MOS管的栅极施加方波PWM信号，通过控制方波PWM信号到MOS管的G极(即控制极)来控制MOS管的通断，从而将直流电转换为高频的交流电。
在具体实施过程中，调节控制MOS管栅极施加的PWM波频率，结合补偿网络的谐振，可以使MOS管在开通和关断时的过程为软开关过程，提高传输的效率。
所述第二整流滤波电路包括：第一功率二极管DR1、第二功率二极管DR2、第三功率二极管DR3、第四功率二极管DR4、输出滤波电容Co；
第一功率二极管DR1的正极连接第三功率二极管DR3的负极，第三功率二极管DR3的正极连接第四功率二极管DR4的正极，第四功率二极管DR4的负极连接第二功率二极管DR2的正极，第二功率二极管DR2的负极连接第一功率二极管DR1的负极，输出滤波电容Co第一端连接第二功率二极管DR2的负极，输出滤波电容Co第二端连接第四功率二极管DR4的正极；第一功率二极管DR1的正极和第四功率二极管DR4的负极作为第二整流滤波电路的输入端与LCLCC谐振网络连接，输出滤波电容Co的两端作为第二整流滤波电路的输出端与负载用电器连接。
所述第二整流滤波电路作用是将接收端LCLCC谐振网络接收到的高频交流正弦波经过接收端二极管DR1、DR2、DR3、DR4变换为高频馒头波，再经过滤波电容CO将高频馒头波变换为直流电输送给负载设备使用。
本实施例中，输出滤波电容Co为极性电容，输出滤波电容Co的第一引脚为电容正极，输出滤波电容Co的第二引脚为电容负极。由于经过第二整流滤波电路整流输出的是直流电，必须采用有极性的电容。另外，输出滤波电容的电容量较大，相同体积下有极性电容的电容量比无极性的电容大得多，从而获得更好的电路性能。
第四电容C4的容量大于第五电容C5的容量。
第四整流电容C4的阻抗ZC4，第五整流电容电容C5的阻抗ZC5和耦合电感阻抗ZM的大小关系为：
Figure BDA0003216545110000071
实施例3
在本实施例中，对LCC-LCLCC补偿网络的特性进行分析，LCC-LCLCC补偿网络等效电路图如图3所示，其中，R1～R5分别为各个回路中的电感、电容、和线圈所带的寄生电阻之和，RL表示负载电阻，而图3中的电感和电容均视为理想器件。其中，ZM为耦合阻抗，是因为线圈耦合而引起的在另一端(发射端耦合到接收端，接收端耦合到发射端)电路的等效阻抗。
其中，寄生电阻的表达式为：
R1＝RL1+RC1
R2＝RC1+RC2+RL2
R3＝RC3+RC4+RL3
R4＝RC4+RC5+RL4
R5＝RL5+RC5
对五个回路进行基尔霍夫分析：
UIN＝(ZL1+ZC1)·IIN+R1·IIN-ZC1·I1
0＝(ZC1+ZC2+ZL2)·I1+R2·I1-ZC1·IIN+I2ZM
0＝(ZC3+ZC4+ZL3)·I2+R3·I2-ZC4·I3+I1ZM
0＝(ZC4+ZC5+ZL4)·I3+R4·I3-ZC4·I2-ZC5·IO
0＝(ZC5+ZL5)·IO+(R5+RL)·IO-ZC5·I3
由于电路工作在谐振的状态，即每一个网孔的电感与电容发生谐振，如上式中括号内的标识：L1和C1谐振，C1、C2和L2谐振，C3、C4和L3谐振，C4、C5和L4谐振，C5和L5谐振；谐振时上式可以表示为：
UIN＝R1·IIN-ZC1·I1
0＝R2·I1-ZC1·IIN+I2ZM
0＝R3·I2-ZC4·I3+I1ZM
0＝R4·I3-ZC4·I2-ZC5·IO
0＝(R5+RL)·IO-ZC5·I3
化为矩阵形式：
Figure BDA0003216545110000081
解矩阵，并进行简化，得到带LCC-LCLCC补偿网络的无线电能传输***效率表达式：
Figure BDA0003216545110000091
在忽略寄生阻抗时，得到带LCC-LCLCC补偿网络的无线电能传输***的输入电流表达式，发射线圈电流表达式，输出电压的表达式和传输功率表达式，依次如下：
Figure BDA0003216545110000092
Figure BDA0003216545110000093
Figure BDA0003216545110000094
Figure BDA0003216545110000095
以上五个表达式从理论上说明了：
(1)输入电流不包含虚数部分，呈现纯阻性，从理论上说明了实现电路零相角(Zero phase angle(ZPA))的可能性，并给出了输入电流的计算式。输入电流表达式不包含虚数部分，即没有相位差(如果有相位差就会有虚数部分)，理论上可实现电路零相角ZPA，电路零相角ZPA意为没有相位差，没有相位差能减少无功功率，提高***的效率。
(2)发射线圈的电流与输入电压及第一电容C1的值有关，与负载无关，实现了发射线圈L2的恒流。
(3)输出电压与负载无关，达成了恒压输出的条件，揭示了输出电压与输入电压、线圈耦合程度、电容C1、C4、C5有关。
(4)揭示了带LCC-LCLCC补偿网络的无线电能传输***的传输功率与输入电压、线圈耦合程度、电容C1、C4、C5以及负载有关。
(5)揭示了带LCC-LCLCC补偿网络的无线电能传输***的传输效率与线圈耦合程度、电容C1、C4、C5、寄生电阻及负载有关。
为了使本发明实现前文所提及的优点，对比传统的无线电能传输***(如LCC-S型)具有更好的传输效率表现，电容C4的阻抗ZC4，电容C5的阻抗ZC5和耦合电感阻抗ZM需满足下式：
Figure BDA0003216545110000101
即第四电容C4的值必须大于第五电容C5的值，并具有两者差值需大于上式计算得到的最小差值，本发明才具有所述的优点。此为本发明的一个重要参数特征。
本发明对比传统的技术结构，增加了补偿网络的复杂度，其增加的器件依照本发明提出的参数特征进行参数设计，能实现本发明所述的优点：(1)在负载变化时，传输效率的变化幅度较现有的拓扑结构更小，和传统结构相比更能维持高传输效率，传输更稳定。(2)在线圈发生偏移时，传输效率的下降幅度更小，抗偏移能力更强。
本实施例LCC-LCLCC拓扑与传统LCC-S拓扑在负载变化时的效率变化情况对比示意图如图4所示，负载由重载向轻载转变时，效率维持能力更强，轻载时效率更高，负载范围更宽；
LCC-LCLCC拓扑与传统LCC-S拓扑在负载和耦合系数变化时的效率变化情况对比三维示意图如图5所示，可以看出，负载和耦合系数变化时，在大部分区间范围，本实施例的无线电能传输***比传统带有LCC-S拓扑的效率要更高；因此发射线圈L2和接收线圈L3发生偏移，即耦合系数下降时，采用本实施例LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***效率维持能力更强，抗偏移效果更强。

Claims (10)

1.一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，包括：发射端和接收端；所述发射端包括：第一整流滤波电路、高频功率逆变电路、LCC谐振网络和发射线圈L2；接收端包括：接收线圈L3、LCLCC谐振网络、第二整流滤波电路；
所述发射端的第一整流滤波电路连接高频功率逆变电路，高频功率逆变电路连接LCC谐振网络，LCC谐振网络连接发射线圈L2，接收端的接收线圈L3连接LCLCC谐振网络，LCLCC谐振网络连接第二整流滤波电路。
2.根据权利要求1所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，所述LCC谐振网络包括：第一电感L1、第一电容C1、第二电容C2；所述LCLCC谐振网络包括：第三电容C3、第四电容C4、第四电感L4、第五电容C5、第五电感L5；
LCC谐振网络的第二电容C2和发射线圈L2串联后与第一电容C1并联，第一电容C1的第一引脚连接第一电感L1的第二引脚，第一电感L1的第一引脚连接高频功率逆变电路的第一输出端，第一电容C1的第二引脚连接高频功率逆变电路的第二输出端；接收线圈L3与LCLCC谐振网络的第三电容C3串联后与第四电容C4并联，第四电容C4的第一引脚连接第四电感L4的第一引脚，第四电感L4的第二引脚连接第五电感L5的第一引脚，第五电容C5的第一引脚连接第四电感L4的第二引脚，第五电容C5的第二引脚连接第四电容C4第二引脚，第五电容C5的第二引脚和第五电感L5的第二引脚均与第二整流滤波电路连接。
3.根据权利要求2所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，第一整流滤波电路包括：第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、输入滤波电容Cin；第一整流二极管D1的正极连接第三整流二极管D3的负极，第三整流二极管D3的正极连接第四整流二极管D4的正极，第四整流二极管D4的负极连接第二整流二极管D2的正极，第二整流二极管D2的负极连接第一整流二极管D1的负极，输入滤波电容Cin第一端连接整流二极管D2的负极，输入滤波电容Cin第二端连接四整流二极管D4的正极；第一整流二极管的正极和第四整流二极管D4的负极作为第一整流滤波电路的电源输入端，输入滤波电容Cin的两端作为第一整流滤波电路的输出端与高频功率逆变电路连接。
4.根据权利要求1所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，所述高频功率逆变电路为全桥逆变电路。
5.根据权利要求3所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，所述高频功率逆变电路包括：第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3和第四MOS管Q4；
第一MOS管Q1源极连接第二MOS管Q2漏极，第二MOS管Q2源极连接第四MOS管Q4源极，第四MOS管Q4漏极连接第三MOS管Q3源极，第三MOS管Q3漏极连接第一MOS管Q1漏极，第四MOS管Q4源极接地；第三MOS管Q3漏极和第四MOS管Q4源极均作为高频功率逆变电路的输入端与第一整流滤波电路的输出端连接；第一MOS管Q1源极和第四MOS管Q4漏极作为高频功率逆变电路的输出端与LCC谐振网络连接。
6.根据权利要求5所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，所述第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3和第四MOS管Q4均为N沟道耗尽型MOS管。
7.根据权利要求2所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，所述第二整流滤波电路包括：第一功率二极管DR1、第二功率二极管DR2、第三功率二极管DR3、第四功率二极管DR4、输出滤波电容Co；
第一功率二极管DR1的正极连接第三功率二极管DR3的负极，第三功率二极管DR3的正极连接第四功率二极管DR4的正极，第四功率二极管DR4的负极连接第二功率二极管DR2的正极，第二功率二极管DR2的负极连接第一功率二极管DR1的负极，输出滤波电容Co第一端连接第二功率二极管DR2的负极，输出滤波电容Co第二端连接第四功率二极管DR4的正极；第一功率二极管DR1的正极和第四功率二极管DR4的负极作为第二整流滤波电路的输入端与LCLCC谐振网络连接，输出滤波电容Co的两端作为第二整流滤波电路的输出端与负载用电器连接。
8.根据权利要求7所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，输出滤波电容Co为极性电容，输出滤波电容Co的第一引脚为电容正极，输出滤波电容Co的第二引脚为电容负极。
9.根据权利要求2所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，第四电容C4的容量大于第五电容C5的容量。
10.根据权利要求2所述的一种带有LCC-LCLCC补偿网络的谐振式无线电能传输***，其特征在于，第四整流电容C4的阻抗ZC4，第五整流电容电容C5的阻抗ZC5和耦合电感阻抗ZM的大小关系为：
Figure FDA0003216545100000031
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