CN113556043A - 一种谐振变换器的调频控制电路及其控制方法 - Google Patents

一种谐振变换器的调频控制电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电路控制领域，特别是一种谐振变换器的调频控制电路及其控制方法。本发明通过依次电连接的采样电路、控制调节电路、模数转换电路以及可编程单元，通过采集谐振变换器输出的电信号，并将所述电信号的转换为对应的驱动信号的变化，以控制所述谐振变换器的输出。即通过模拟与数字综合控制的方式，经模拟调节实现优越的动态调节性能，同时本发明输出的三相调频控制信号的一致性好，相位精度高，且三相LCC谐振变换器相间自均流特性好。本发明相对于全数字控制方法省去了用于信号采集的高速AD芯片，大大降低了成本。

Description

一种谐振变换器的调频控制电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及电路控制领域，特别是一种谐振变换器的调频控制电路及其控制方法。
背景技术
目前，谐振变换器具有结构简单，能实现零电压开关（Zero Voltage Switch ，简称ZVS）等优点，其采用多相交错并联，不仅可以提高输出功率，同时还可以减小输入输出的滤波器，其中三相LCC谐振变换器是其优选拓扑之一，在当今的电源设计中得到广泛应用。
针对三相谐振变换器的控制，现有技术中多采用高速AD采集芯片配合DSP微处理器纯数字调频控制，如现有专利CN201220396408.1-一种大电流高频隔离直流-直流变换器。基于功率半导体器件发展，为进一步提高功率密度，大功率开关电源频率可提升到几百kHz范围，对于几百kHz或更高开关频率，采用现有DSP微处理器控制时存在调节步距大，调节精度差，输出调节及易振荡等不足。因此需要一种响应速度快、调节精度高、成本低，一致性好的谐振变换器的调频控制电路及其控制方法。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术中所存在的调节步距大，调节精度差，输出调节及易振荡的问题，提供一种谐振变换器的调频控制电路及其控制方法。
为了实现上述发明目的，本发明提供了以下技术方案：
一种谐振变换器的调频控制电路，其中谐振变换器包括依次电连接的逆变单元、谐振变压单元、整流单元，包括依次电连接的采样电路、控制调节电路、模数转换电路以及可编程单元；
所述采样电路连接至整流单元的输出端，用于对输出电信号采样处理后作为反馈信号并送至控制调节电路；
所述控制调节电路用于接收参考信号和所述反馈信号，计算出两者的误差量，输出模拟误差控制信号至模数转换电路；
所述模数转换电路用于将接收的模拟误差控制信号转换为数字控制信号，并传至可编程单元；
所述可编程单元的输出端连接至逆变单元，用于将接收的数字信号转换为驱动控制信号，控制逆变单元的运行状态。
作为本发明的优选方案，所述谐振变换器为三相高频谐振变换器，其中逆变单元包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6；所述谐振变压单元包括谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、谐振电容Cr3、谐振电容Ct1、谐振电容Ct2、谐振电容Ct3，谐振电感Lr1、谐振电感Lr2、谐振电感Lr3，三相谐振变压器Tr；所述整流单元包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6。
作为本发明的优选方案，所述二极管D1、二极管D2、二极管D3的阴极相连，所述二极管D4、二极管D5、二极管D6的阳极相连，且所述二极管D4、二极管D5、二极管D6的阴极分别对应连接至所述二极管D1、二极管D2、二极管D3的阳极；所述谐振电容Ct1、谐振电容Ct2、谐振电容Ct3的两端分别与所述二极管D1和二极管D2的阳极、二极管D1和二极管D3的阳极、二极管D2和二极管D3的阳极相连；所述三相谐振变压器Tr的输出端分别连接所述二极管D1、二极管D2、二极管D3的阳极；所述三相谐振变压器Tr的输入端分别经所述谐振电感Lr1、所述谐振电容Cr1，所述谐振电感Lr2、所述谐振电容Cr2，所述谐振电感Lr3、所述谐振电容Cr3连接至由所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6组成的三相逆变电路的三个输出端。
作为本发明的优选方案，所述电信号为电压信号，或电流信号，或功率信号。
作为本发明的优选方案，所述模数转换电路为电压/频率转换电路，或电流/频率转换电路，所述数字控制信号为数字频率信号。
作为本发明的优选方案，所述调节控制电路包括调理电路、带阻环补偿电路，所述调理电路包括比例积分调节电路，所述调理电路为电流环调理电路或电压环调理电路或功率环调理电路，所述带阻环补偿电路为T型带阻滤波电路。
作为本发明的优选方案，所述可编程单元可以是复杂可编程逻辑器件（CPLD），或者是现场可编程门阵列（FPGA），或者是可编程器件的组合；所述可编程单元包括频率采集模块、频率限制环、错相模块、翻转模块与死区模块，分别用于实施频率采集、频率限制、错相设置、信号翻转以及死区时间设置。
一种谐振变换器的控制方法，包括以下步骤：
S1：所述采样电路从所述谐振变换器的输出端采集电信号作为反馈信号，再输出至所述控制调节电路；
S2：所述控制调节电路接收参考信号和反馈信号，计算出两者的误差量，再输出模拟误差控制信号至所述模数转换电路；
S3：所述模数转换电路接收模拟误差控制信号，将其转换为数字控制信号，再输出至所述可编程单元；
S4：所述可编程单元将接收的数字信号转换为驱动控制信号，通过驱动控制信号控制所述谐振变换器的输出。
作为本发明的优选方案，所述控制调节电路基于参考信号与反馈信号的误差量，通过比例积分电路输出模拟误差控制信号；当误差量为正时，增大模拟误差控制信号，当误差量为负时，减小模拟误差控制信号。
作为本发明的优选方案，所述驱动控制信号包括驱动信号g1、驱动信号g2、驱动信号g3、驱动信号g4、驱动信号g5、驱动信号g6，分别用于控制所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6的开通和关断，其中驱动信号g1与驱动信号g2、驱动信号g3与驱动信号g4、驱动信号g5与驱动信号g6相位相差180°，驱动信号g1、驱动信号g3、驱动信号g5相位相差120°。
与现有技术相比，本发明的有益效果：
本发明通过依次电连接的采样电路、控制调节电路、模数转换电路以及可编程单元，采集谐振变换器输出的电信号，并将所述电信号的变化转换为对应的驱动信号的变化，以控制所述谐振变换器的输出。即通过模拟与数字综合控制的方式，经模拟调节实现优越的动态调节性能，同时本发明输出的三相调频控制信号的一致性好，相位精度高，且三相LCC谐振变换器相间自均流特性好。而本发明相对于全数字控制方法省去了用于信号采集的高速AD芯片，大大降低了成本。
附图说明
图1为本发明的一种谐振变换器的调频控制电路的连接示意图。
图2为本发明中谐振变换器的电气原理图。
图3为本发明中驱动信号的波形示意图。
图4为本发明调频控制电路的连接方框示意图。
图5为本发明的一种调频控制电路的连接方框示意图。
图6为本发明的另一种调频控制电路的连接方框示意图。
图7为本发明所涉及三相LCC谐振变换器的调频控制电路图。
图8为本发明的一种谐振变换器的控制方法流程示意图。
具体实施方式
下面结合实施例及具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。
实施例1
如图1所示，一种谐振变换器的调频控制电路，包括依次电连接的采样电路、控制调节电路、模数转换电路以及可编程单元。
如图2所示，所述谐振变换器包括依次电连接的逆变单元、谐振变压单元、整流单元；具体的，所述谐振变换器为三相高频谐振变换器，逆变单元包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6；所述谐振变压单元包括谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、谐振电容Cr3、谐振电容Ct1、谐振电容Ct2、谐振电容Ct3，谐振电感Lr1、谐振电感Lr2、谐振电感Lr3，三相谐振变压器Tr；所述整流单元包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6。所述整流单元的输出端还可连接电感L0或LC滤波器（图中未示意）。其中，U1和U2分别为所述谐振变换器的输入端和输出端。
所述二极管D1、二极管D2、二极管D3的阴极相连，二极管D4、二极管D5、二极管D6的阳极相连，且二极管D4、二极管D5、二极管D6的阴极分别对应连接至二极管D1、二极管D2、二极管D3的阳极；所述谐振电容Ct1、谐振电容Ct2、谐振电容Ct3的两端分别与二极管D1和二极管D2的阳极、二极管D1和二极管D3的阳极、二极管D2和二极管D3的阳极相连；所述三相谐振变压器Tr的输出端分别连接所述二极管D1、二极管D2、二极管D3的阳极；所述三相谐振变压器Tr的输入端分别经所述谐振电感Lr1、所述谐振电容Cr1，所述谐振电感Lr2、所述谐振电容Cr2，所述谐振电感Lr3、所述谐振电容Cr3连接至由开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6组成的三相逆变电路的三个输出端。
如图3所示，由可编程单元产生的驱动信号g1、驱动信号g2、驱动信号g3、驱动信号g4、驱动信号g5、驱动信号g6分别控制图2中开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6的开通和关段，驱动信号为高电平，开通对应开关管，驱动信号为低电平，关段对应开关管。如果不考虑死区，原边桥臂驱动信号g1、驱动信号g2、驱动信号g3、驱动信号g4、驱动信号g5、驱动信号g6为占空比0.5的同频方波信号，驱动信号g1与驱动信号g2、驱动信号g3与驱动信号g4、驱动信号g5与驱动信号g6相位相差180°，驱动信号g1、驱动信号g3、驱动信号g5相位相差120°，通过改变控制信号的频率，从而控制三相高频LCC谐振变换器的输出，如输出电压或输出电流或输出功率。
如图4所示为本发明调频控制电路的方框示意图，即在图2电路结构图中加入控制电路。所述采样电路连接至整流单元的输出端，用于对谐振变换器输出电信号采样处理后作为反馈信号并送至控制调节电路。
所述控制调节电路用于接收参考信号和所述反馈信号，计算出两者的误差量，输出模拟误差控制信号至模数转换电路；其中，所述控制调节电路可以采用比例积分调节电路。
所述模数转换电路用于将接收的模拟误差控制信号转换为数字控制信号，并传至可编程单元。
所述可编程单元的输出端连接至逆变单元，用于将接收的数字信号转换为驱动控制信号，控制逆变单元的运行状态。输出控制三相高频谐振变换器的驱动控制信号：驱动信号g1、驱动信号g2、驱动信号g3、驱动信号g4、驱动信号g5、驱动信号g6。而所述可编程单元包括但不限于CPLD或者FPGA，用于完成频率采集、频率限制、错相、翻转、死区设置等功能。
实施例2
如图5所示，调节控制电路包括调理电路、带阻环补偿电路，采样电路为输出电流采集电路，调理电路为电流环调理电路，所述模数转换电路为电压/频率转换电路，参考信号为输出电流参考信号Iref，控制三相谐振变换器的输出。
实施例3
如图6所示，本实施例与实施例2的区别在于，采样电路为输出电压采集电路，调理电路为电压环调理电路。
实施例4
如图7所示，为一具体的三相LCC谐振变换器调频控制电路示意图，其中逆变单元的开关管为MOSFET，其中电压采样电路为阻容耦合差分采样电路，相对于传统的电阻分压采样电路，能很好的抑制高频共模噪声，同时快速稳定的获得输出电压的变化。其中可选择R1=R2,R3=R4,R5=R6,C1=C2,C3=C4,且配置时间常数R1*C1=C3*R3, 比例系数K0=R3/R1，采集电压Vs=K0*U2。R5远小于R1和R3，调整R5的值，即调整滤波时间常数，设定适当的滤波时间，可提高输出电压采集信号的稳定性。
再如图6、图7所示，调节控制电路包括调理电路、带阻环补偿电路，其中调理电路为电压环调理电路，所述电压环调理电路包括比例积分调节电路，Dz1为钳位二极管。其中Vref为正的电压给定参考信号，Vs为输出电压采集信号， Vo1为第一误差控制信号。误差信号为ΔV：ΔV=Vref-Vs，选择R10=R11,比例增益系数K1=R12/R11，时间常数Τ=C5*R11,根据下面公式可得到第一误差控制信号Vo1：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
，当ΔV为正时，Vo1增大，当ΔV为负时，Vo1减小，当ΔV为0时，Vo1稳定。
所述带阻环补偿电路为T型带阻滤波电路，由R14、R15、C6、C7组成。Vo2为第二误差控制信号，根据LCC谐振变换器控制对象的传递函数的波特图，***存在比较严重的相位滞后，运用一般的补偿环节难以使***的相位裕量达到要求，从而调节极易振荡，不稳定。增加该带阻环补偿电路，可以在某个频点提供180°的超前相位，用来抵消LCC谐振变换器带来的相位滞后。其中R14、R15、C6、C7的具体参数根据LCC谐振变换器的频域仿真分析，并结合实际调试来配置合适的参数。
电压/频率转换电路接收Vo2电压信号，反比例变换为对应的频率信号PFM，当Vo2增大，频率信号PFM频率变低，当Vo2减小，频率信号PFM频率增高。
可编程单元时时采集频率信号PFM，并进行频率限制、错相、翻转、死区设置等处理输出对应的驱动控制信号：驱动信号g1、驱动信号g2、驱动信号g3、驱动信号g4、驱动信号g5、驱动信号g6，控制开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6的开关频率，从而控制谐振变换器的输出电压U2。
如图8所示，一种谐振变换器的控制方法，包括以下步骤：
S1：采样电路从谐振变换器的输出端采集电信号作为反馈信号，再输出至控制调节电路；
S2：控制调节电路接收参考信号和反馈信号，计算出两者的误差量，再输出模拟误差控制信号至模数转换电路；
S3：模数转换电路接收模拟误差控制信号，将其转换为数字控制信号，再输出至可编程单元；
S4：可编程单元将接收的数字信号转换为驱动控制信号，通过驱动控制信号控制谐振变换器的输出。
其中，所述方法基于实施例1-3中的所述调频控制电路。所述控制调节电路基于参考信号与反馈信号的误差量，通过比例积分电路输出模拟误差控制信号；当误差量为正时，增大模拟误差控制信号，当误差量为负时，减小模拟误差控制信号。所述驱动控制信号包括驱动信号g1、驱动信号g2、驱动信号g3、驱动信号g4、驱动信号g5、驱动信号g6，分别用于控制所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6的开通和关断，其中驱动信号g1与驱动信号g2、驱动信号g3与驱动信号g4、驱动信号g5与驱动信号g6相位相差180°，驱动信号g1、驱动信号g3、驱动信号g5相位相差120°。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种谐振变换器的调频控制电路，其中谐振变换器包括依次电连接的逆变单元、谐振变压单元、整流单元，其特征在于，包括依次电连接的采样电路、控制调节电路、模数转换电路以及可编程单元；
所述采样电路连接至整流单元的输出端，用于对输出电信号采样处理后作为反馈信号并送至控制调节电路；
所述控制调节电路用于接收参考信号和所述反馈信号，计算出两者的误差量，输出模拟误差控制信号至模数转换电路；
所述模数转换电路用于将接收的模拟误差控制信号转换为数字控制信号，并传至可编程单元；
所述可编程单元的输出端连接至逆变单元，用于将接收的数字信号转换为驱动控制信号，控制逆变单元的运行状态。
2.根据权利要求1所述的一种谐振变换器的调频控制电路，其特征在于，所述谐振变换器为三相高频谐振变换器，其中逆变单元包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6；所述谐振变压单元包括谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、谐振电容Cr3、谐振电容Ct1、谐振电容Ct2、谐振电容Ct3，谐振电感Lr1、谐振电感Lr2、谐振电感Lr3，三相谐振变压器Tr；所述整流单元包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6。
3.根据权利要求2所述的一种谐振变换器的调频控制电路，其特征在于，所述二极管D1、二极管D2、二极管D3的阴极相连，所述二极管D4、二极管D5、二极管D6的阳极相连，且所述二极管D4、二极管D5、二极管D6的阴极分别对应连接至所述二极管D1、二极管D2、二极管D3的阳极；所述谐振电容Ct1、谐振电容Ct2、谐振电容Ct3的两端分别与所述二极管D1和二极管D2的阳极、二极管D1和二极管D3的阳极、二极管D2和二极管D3的阳极相连；所述三相谐振变压器Tr的输出端分别连接所述二极管D1、二极管D2、二极管D3的阳极；所述三相谐振变压器Tr的输入端分别经所述谐振电感Lr1、所述谐振电容Cr1，所述谐振电感Lr2、所述谐振电容Cr2，所述谐振电感Lr3、所述谐振电容Cr3连接至由所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6组成的三相逆变电路的三个输出端。
4.根据权利要求1所述的一种谐振变换器的调频控制电路，其特征在于，所述电信号为电压信号，或电流信号，或功率信号。
5.根据权利要求1所述的一种谐振变换器的调频控制电路，其特征在于，所述模数转换电路为电压/频率转换电路，或电流/频率转换电路，所述数字控制信号为数字频率信号。
6.根据权利要求1所述的一种谐振变换器的调频控制电路，其特征在于，所述调节控制电路包括调理电路、带阻环补偿电路，所述调理电路包括比例积分调节电路，所述调理电路为电流环调理电路或电压环调理电路或功率环调理电路，所述带阻环补偿电路为T型带阻滤波电路。
7.根据权利要求1所述的一种谐振变换器的调频控制电路，其特征在于，所述可编程单元为CPLD或FPGA，包括频率采集模块、频率限制环、错相模块、翻转模块与死区模块，分别用于实施频率采集、频率限制、错相设置、信号翻转以及死区时间设置。
8.一种谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述方法基于权利要求1-7中任一所述的一种谐振变换器的调频控制电路，包括以下步骤：
S1：所述采样电路从所述谐振变换器的输出端采集电信号作为反馈信号，再输出至所述控制调节电路；
S2：所述控制调节电路接收参考信号和反馈信号，计算出两者的误差量，再输出模拟误差控制信号至所述模数转换电路；
S3：所述模数转换电路接收模拟误差控制信号，将其转换为数字控制信号，再输出至所述可编程单元；
S4：所述可编程单元将接收的数字信号转换为驱动控制信号，通过驱动控制信号控制所述谐振变换器的输出。
9.根据权利要求8所述的一种谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述控制调节电路基于参考信号与反馈信号的误差量，通过比例积分电路输出模拟误差控制信号；当误差量为正时，增大模拟误差控制信号，当误差量为负时，减小模拟误差控制信号。
10.根据权利要求9所述的一种谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述驱动控制信号包括驱动信号g1、驱动信号g2、驱动信号g3、驱动信号g4、驱动信号g5、驱动信号g6，分别用于控制所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6的开通和关断，其中驱动信号g1与驱动信号g2、驱动信号g3与驱动信号g4、驱动信号g5与驱动信号g6相位相差180°，驱动信号g1、驱动信号g3、驱动信号g5相位相差120°。
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