CN113489666B - 基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备 - Google Patents

基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备 Download PDF

Info

Publication number
CN113489666B
CN113489666B CN202111046326.4A CN202111046326A CN113489666B CN 113489666 B CN113489666 B CN 113489666B CN 202111046326 A CN202111046326 A CN 202111046326A CN 113489666 B CN113489666 B CN 113489666B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
bfdm
otfs
matrix
noise
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202111046326.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113489666A (zh
Inventor
王亮
冯宇
祝涛
别志松
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Zhejiang Shannon Communication Technology Co ltd
Original Assignee
Zhejiang Shannon Communication Technology Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Zhejiang Shannon Communication Technology Co ltd filed Critical Zhejiang Shannon Communication Technology Co ltd
Publication of CN113489666A publication Critical patent/CN113489666A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113489666B publication Critical patent/CN113489666B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/264—Pulse-shaped multi-carrier, i.e. not using rectangular window
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2681—Details of algorithms characterised by constraints
    • H04L27/2688—Resistance to perturbation, e.g. noise, interference or fading

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本发明提供了一种基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备。该方法在发送端使用限幅和滤波的方法对OTFS‑BFDM信号的峰均比进行抑制，在接收端使用与发送端相同的调制和限幅方法对限幅噪声进行重构，通过迭代消除的方式减少限幅噪声在初始接收信号中的残留量，从而在降低OTFS‑BFDM信号峰均比的同时提高***译码的准确性。

Description

基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备
技术领域
本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备。
背景技术
下一代无线***(5G及以上)旨在促进高移动性环境下的无缝和可靠通信，包括高速列车、飞机、车对车和车对基础设施通信。尽管正交频分多路复用(OFDM)***在时不变的频率选择性信道上可以实现高频谱效率，但在高多普勒扩展的时变信道上呈现鲁棒性不足。最近提出的正交时频空间(OTFS)***被证明在高移动性环境下比OFDM具有更显著的优势。进一步将OTFS变换和双正交频分多路复用(BFDM)调制结合构成一个OTFS-BFDM***，该***拥有更长的非矩形原型窗口函数，能够实现灵活的波形设计和更低的带外弥散，并保证了***的稀疏连通性。然而，OTFS-BFDM信号的峰均比(PAPR)会随着传输间隔内符号数目的增加而变高。当PAPR过高时，发射机会造成信号的非线性失真，最终影响***的BER性能。因此，采取有效措施抑制OTFS-BFDM***的PAPR成为当务之急。
在基于消息传递(MP)信号检测算法的多载波***中，为了不破坏***的稀疏连通性，目前多采用选择映射法和MP辅助的限幅法对来抑制信号的PAPR，前者造成信号失真，但是要求传输边带信息，降低了频谱利用率，后者把限幅噪声和信道噪声一起作为MP算法的噪声输入，虽然缓解了限幅干扰，但对***BER的影响依然很大。
有鉴于此，本发明的目的在于提出一种OTFS-BFDM***中针对峰均比抑制的限幅噪声消除方法，在解决***PAPR过高的同时，尽可能恢复***的BER性能。
发明内容
本发明提供一种基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备，假设信道状态、限幅参数和窗口函数在接收端是完全已知的，且OTFS-BFDM***的调制符号(如4QAM)在的延迟多普勒格上传输，其中和分别表示最大的多普勒和时延偏移，本发明采用了如下技术方案：
一种基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法，该方法应用于限幅噪声消除***中，该方法包括：
步骤1，在发送端，对OTFS-BFDM调制信号进行一次限幅和滤波，以得到限幅处理信号
Figure 455359DEST_PATH_IMAGE001
；
步骤2，在接收端，对初始的接收信号
Figure 416755DEST_PATH_IMAGE002
进行去衰减处理后，通过BFDM解调和辛有限傅里叶变换SFFT得到时域上的观测信号向量
Figure 663060DEST_PATH_IMAGE003
，将
Figure 81403DEST_PATH_IMAGE003
代入MP算法进行信道均衡和译码判决后输出变量信号向量
Figure 810062DEST_PATH_IMAGE004
；
步骤3，将判决输出变量信号向量
Figure 136002DEST_PATH_IMAGE004
进行OTFS-BFDM调制后分成两路处理，一路进行与发送端相同的限幅和滤波处理，以得到第一路限幅处理信号
Figure 502392DEST_PATH_IMAGE005
，另一路乘以限幅衰减因子，以得到第二路衰减处理信号
Figure 153953DEST_PATH_IMAGE006
，将所述第一路限幅处理信号
Figure 871373DEST_PATH_IMAGE005
与所述第二路衰减处理信号
Figure 440151DEST_PATH_IMAGE006
相减，以获得重构的限幅噪声向量
Figure 988944DEST_PATH_IMAGE007
，将所述限幅噪声向量
Figure 483511DEST_PATH_IMAGE007
通过信道卷积矩阵后，获得接收机端的重构限幅噪声估计
Figure 688227DEST_PATH_IMAGE008
；
步骤4、从初始的接收信号
Figure 621548DEST_PATH_IMAGE009
中减去重构的限幅噪声
Figure 461066DEST_PATH_IMAGE010
，以获得修正的接收信号
Figure 188851DEST_PATH_IMAGE011
进行下一步迭代，对所述修正的接收信号
Figure 615284DEST_PATH_IMAGE012
进行去衰减处理和OTFS-BFDM解调，以得到修正后的观测信号向量
Figure 86716DEST_PATH_IMAGE013
；
步骤5，将所述修正的接收信号
Figure 282206DEST_PATH_IMAGE014
替代所述初始的接收信号
Figure 151198DEST_PATH_IMAGE015
，返回步骤2并重复执行步骤2，根据预设的最大迭代次数
Figure 127244DEST_PATH_IMAGE016
，当迭代次数达到
Figure 74471DEST_PATH_IMAGE016
时，跳出并结束此次限幅噪声消除。
进一步的，所述对OTFS-BFDM调制信号进行一次限幅和滤波，具体包括：
所述对OTFS-BFDM调制信号与限幅处理信号
Figure 655626DEST_PATH_IMAGE017
的关系表示为
Figure 427010DEST_PATH_IMAGE018
，其中，
Figure 890353DEST_PATH_IMAGE019
为OTFS-BFDM调制信号，
Figure 641271DEST_PATH_IMAGE020
表示限幅衰减因子，
Figure 873669DEST_PATH_IMAGE021
是限幅噪声向量；
所述限幅衰减因子
Figure 317420DEST_PATH_IMAGE022
通过如下公式计算：
Figure 695488DEST_PATH_IMAGE023
，式中：
Figure 515676DEST_PATH_IMAGE024
为限幅率，表示限幅阈值功率与限幅处理信号的平均功率之比；
发送端经过限幅处理后的信号为
Figure 602581DEST_PATH_IMAGE025
，其中
Figure 13970DEST_PATH_IMAGE026
表示调制符号向量；
Figure 389588DEST_PATH_IMAGE027
为块循环矩阵，
Figure 980844DEST_PATH_IMAGE028
；
Figure 187835DEST_PATH_IMAGE029
为对角矩阵，
Figure 238967DEST_PATH_IMAGE030
，并通过下式获得：
Figure 836302DEST_PATH_IMAGE031
，
对于
Figure 795031DEST_PATH_IMAGE032
中的每个子矩阵，仅当
Figure 295675DEST_PATH_IMAGE033
元素不等于0，矩阵
Figure 517709DEST_PATH_IMAGE034
不为空。
进一步的，所述OTFS-BFDM调制信号通过OTFS-BFDM***的传输矩阵来计算，所述OTFS-BFDM***的传输矩阵为
Figure 602340DEST_PATH_IMAGE035
，其中
Figure 302443DEST_PATH_IMAGE036
是ISSFT变换，
Figure 654664DEST_PATH_IMAGE037
和
Figure 578758DEST_PATH_IMAGE038
分别表示归一化的
Figure 150685DEST_PATH_IMAGE039
点IDFT矩阵和
Figure 451216DEST_PATH_IMAGE040
维单位矩阵，
Figure 690568DEST_PATH_IMAGE041
表示克罗内克积，
Figure 224711DEST_PATH_IMAGE042
是BFDM分析滤波系数矩阵，
Figure 346250DEST_PATH_IMAGE043
表示为
Figure 388156DEST_PATH_IMAGE044
，
其中，
Figure 216434DEST_PATH_IMAGE045
是长度为
Figure 747910DEST_PATH_IMAGE046
的分析滤波器原型窗口函数，
Figure 527385DEST_PATH_IMAGE047
。
进一步的，对所述限幅噪声消除***的PAPR进行预设，定义一帧OTFS-BFDM发射信号的离散时间样本的PAPR为：
Figure 435298DEST_PATH_IMAGE048
其中，
Figure 118083DEST_PATH_IMAGE049
为时域上的OTFS-BFDM发射机输出信号，
Figure 23722DEST_PATH_IMAGE050
；
所述限幅噪声消除***的PAPR性能通过互补累积分布函数CCDF来衡量，它计算每个发射样本值的峰值功率比超过预定义阈值
Figure 588696DEST_PATH_IMAGE051
的概率，互补累积分布函数CCDF具有统计特性，通过如下公式计算：
Figure 473869DEST_PATH_IMAGE052
，
式中：
Figure 276740DEST_PATH_IMAGE053
表示随机变量
Figure 87701DEST_PATH_IMAGE054
在某区间的概率，
Figure 405550DEST_PATH_IMAGE055
以自然常数
Figure 825904DEST_PATH_IMAGE056
为底的指数函数,
Figure 545599DEST_PATH_IMAGE057
是抽样点数。
进一步的，所述对初始的接收信号
Figure 527461DEST_PATH_IMAGE058
进行去衰减处理，具体包括：
将限幅处理信号
Figure 535868DEST_PATH_IMAGE059
经过多普勒频移频率衰落信道后，获得初始的接收信号
Figure 323696DEST_PATH_IMAGE060
，其中
Figure 348763DEST_PATH_IMAGE061
为信道卷积矩阵，
Figure 563844DEST_PATH_IMAGE062
为信道加性高斯白噪声向量，OTFS-BFDM***的接收矩阵为
Figure 528389DEST_PATH_IMAGE063
，其中
Figure 323170DEST_PATH_IMAGE064
是SFFT变换，
Figure 751877DEST_PATH_IMAGE065
表示归一化的
Figure 574077DEST_PATH_IMAGE066
点DFT矩阵，
Figure 353814DEST_PATH_IMAGE067
是BFDM综合滤波器系数矩阵；
Figure 686707DEST_PATH_IMAGE068
其中，
Figure 907604DEST_PATH_IMAGE069
是长度为
Figure 730066DEST_PATH_IMAGE070
的综合滤波器原型窗口函数，
Figure 170668DEST_PATH_IMAGE071
；
进一步的，BFDM综合滤波器系数矩阵Q表示为
Figure 103989DEST_PATH_IMAGE072
；
当接收信号
Figure 179393DEST_PATH_IMAGE073
通过OTFS-BFDM***接收矩阵后获得观测信号向量
Figure 172756DEST_PATH_IMAGE074
：
Figure 864769DEST_PATH_IMAGE075
其中，
Figure 772420DEST_PATH_IMAGE076
为
Figure 30226DEST_PATH_IMAGE077
表示***的信道有效矩阵，
Figure 132174DEST_PATH_IMAGE078
为限幅噪声，
Figure 45903DEST_PATH_IMAGE079
为信道噪声；
或者
Figure 55448DEST_PATH_IMAGE080
其中，
Figure 138066DEST_PATH_IMAGE081
为
Figure 207654DEST_PATH_IMAGE082
表示***的信道有效矩阵，
Figure 608679DEST_PATH_IMAGE083
为限幅噪声，
Figure 421914DEST_PATH_IMAGE084
为信道噪声。
进一步的，所述步骤3具体包括：
步骤301、对输出变量信号向量
Figure 591996DEST_PATH_IMAGE085
进行OTFS-BFDM调制后得到新的OTFS-BFDM信号；
步骤302、对所述新的OTFS-BFDM信号进行限幅处理后，得到第一路限幅处理信号
Figure 331019DEST_PATH_IMAGE086
；
步骤303、对所述新的OTFS-BFDM信号进行衰减处理后，得到第二路衰减处理信号
Figure 484920DEST_PATH_IMAGE087
；
步骤304、将所述第一路限幅处理信号
Figure 39529DEST_PATH_IMAGE088
与所述第二路衰减处理信号
Figure 126434DEST_PATH_IMAGE089
相减，以得到重构的限幅噪声
Figure 537824DEST_PATH_IMAGE090
；
步骤305、将所述重构的限幅噪声
Figure 618169DEST_PATH_IMAGE091
通过信道卷积矩阵，获得接收机端的重构限幅噪声估计
Figure 773206DEST_PATH_IMAGE092
。
进一步的，所述修正后的观测信号向量
Figure 183459DEST_PATH_IMAGE093
通过如下公式计算：
Figure 703433DEST_PATH_IMAGE094
或者
Figure 64882DEST_PATH_IMAGE095
其中，
Figure 226873DEST_PATH_IMAGE096
是残留的限幅噪声，通过初始限幅噪声与重构的限幅噪声之差计算获得，所述残留的限幅噪声在观测信号进入检测器之前得到，并在所述下一步迭代中进一步减少。
一种基于峰均比抑制的限幅噪声消除***，该***应用上述限幅噪声消除方法，该***包括：包括发射机和接收机两个部分，所述发射机位于发送端、所述接收机位于接收端，所述发射机与所述接收机通过无线通信链路相连接。
一种电子设备，包括存储器单元和处理器单元，所述存储器单元上存储有计算机程序，所述处理器单元执行所述程序时实现上述方法。
通过本申请实施例，可以获得如下技术效果：在发送端使用一次限幅和滤波的方法对OTFS-BFDM信号的PAPR进行抑制，在接收端将限幅噪声进行重构，通过迭代方式将限幅噪声从初始的接收信号中尽可能消除掉，从而提高信号译码的准确性。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的限幅噪声消除方法的算法流程图；
图2为本发明的***组成结构示意图；
图3为本发明的PAPR互补累积分布函数的示意图；
图4为本发明的误码率仿真示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的全部其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本发明基于OTFS-BFDM***架构，考虑了尤其在大数据包的情况下，***的PAPR过高的问题，提出一种针对OTFS-BFDM***峰均比抑制的限幅噪声消除方案。本发明在发送端使用一次限幅和滤波的方法，保证了原始信号和限幅处理信号之间的线性关系并降低了***的PAPR，在接收端通过重构限幅噪声和迭代消除的方法减少限幅噪声对信号译码的干扰。
图1为本发明的限幅噪声消除方法的算法流程图，该方法应用于限幅噪声消除***中，该限幅噪声消除方法包括如下步骤：
步骤1，在发送端，对OTFS-BFDM调制信号进行一次限幅和滤波，以得到限幅处理信号
Figure 288370DEST_PATH_IMAGE097
；
当一个高斯随机信号进入限幅器件时，其输出信号可以统计地分解成两部分不相关的信号之和，使用一次限幅和滤波的目的在于保持这种线性关系，并且能够滤除掉带外噪声；
所述对OTFS-BFDM调制信号进行一次限幅和滤波，具体包括：
所述对OTFS-BFDM调制信号与限幅处理信号
Figure 244825DEST_PATH_IMAGE098
的关系表示为
Figure 595035DEST_PATH_IMAGE099
，其中，
Figure 581621DEST_PATH_IMAGE100
为OTFS-BFDM调制信号，
Figure 700887DEST_PATH_IMAGE101
表示限幅衰减因子，
Figure 828243DEST_PATH_IMAGE102
是限幅噪声向量；
所述限幅衰减因子
Figure 462487DEST_PATH_IMAGE103
通过如下公式计算：
Figure 700701DEST_PATH_IMAGE104
，式中：
Figure 969746DEST_PATH_IMAGE105
为限幅率，表示限幅阈值功率与限幅处理信号的平均功率之比；
发送端经过限幅处理后的信号为
Figure 268004DEST_PATH_IMAGE106
，其中
Figure 389543DEST_PATH_IMAGE107
表示调制符号向量，例如4QAM；
Figure 165869DEST_PATH_IMAGE108
为块循环矩阵，
Figure 56465DEST_PATH_IMAGE109
；
Figure 292668DEST_PATH_IMAGE110
为对角矩阵，
Figure 573608DEST_PATH_IMAGE111
，并通过下式获得：
Figure 481521DEST_PATH_IMAGE112
，
对于
Figure 164306DEST_PATH_IMAGE113
中的每个子矩阵，仅当
Figure 69945DEST_PATH_IMAGE114
元素不等于0，矩阵
Figure 399033DEST_PATH_IMAGE115
不为空；
所述OTFS-BFDM调制信号通过OTFS-BFDM***的传输矩阵来计算，所述OTFS-BFDM***的传输矩阵为
Figure 782741DEST_PATH_IMAGE116
，其中
Figure 585612DEST_PATH_IMAGE117
是ISSFT变换，
Figure 662152DEST_PATH_IMAGE118
和
Figure 980001DEST_PATH_IMAGE119
分别表示归一化的
Figure 668865DEST_PATH_IMAGE120
点IDFT矩阵和
Figure 591821DEST_PATH_IMAGE121
维单位矩阵，
Figure 573684DEST_PATH_IMAGE122
表示克罗内克积，
Figure 378829DEST_PATH_IMAGE123
是BFDM分析滤波系数矩阵，
Figure 602875DEST_PATH_IMAGE124
表示为
Figure 380338DEST_PATH_IMAGE125
，
其中，
Figure 595418DEST_PATH_IMAGE126
是长度为
Figure 559963DEST_PATH_IMAGE127
的分析滤波器原型窗口函数，
Figure 151482DEST_PATH_IMAGE128
；
在发送端，对所述限幅噪声消除***的PAPR进行预设，定义一帧OTFS-BFDM发射信号的离散时间样本的PAPR为：
Figure 19337DEST_PATH_IMAGE129
其中，
Figure 405319DEST_PATH_IMAGE130
为时域上的OTFS-BFDM发射机输出信号，
Figure 122739DEST_PATH_IMAGE131
；
在实际应用中，所述限幅噪声消除***的PAPR性能通过互补累积分布函数CCDF来衡量，它计算每个发射样本值的峰值功率比超过预定义阈值
Figure 252369DEST_PATH_IMAGE132
的概率，互补累积分布函数CCDF具有统计特性，通过如下公式计算：
Figure 738845DEST_PATH_IMAGE133
，
式中：
Figure 997526DEST_PATH_IMAGE134
表示随机变量
Figure 998980DEST_PATH_IMAGE135
在某区间的概率，
Figure 604405DEST_PATH_IMAGE136
以自然常数
Figure 7704DEST_PATH_IMAGE137
为底的指数函数,
Figure 204331DEST_PATH_IMAGE138
是抽样点数；
步骤2，在接收端，对初始的接收信号
Figure 878368DEST_PATH_IMAGE139
进行去衰减处理后，通过BFDM解调和辛有限傅里叶变换SFFT得到时域上的观测信号向量
Figure 615380DEST_PATH_IMAGE140
，将
Figure 810869DEST_PATH_IMAGE140
代入MP算法进行信道均衡和译码判决后输出变量信号向量
Figure 709555DEST_PATH_IMAGE141
；
所述对初始的接收信号
Figure 623284DEST_PATH_IMAGE142
进行去衰减处理，具体包括：
将限幅处理信号
Figure 600205DEST_PATH_IMAGE143
经过多普勒频移频率衰落信道后，获得初始的接收信号
Figure 712518DEST_PATH_IMAGE144
，其中
Figure 985367DEST_PATH_IMAGE145
为信道卷积矩阵，
Figure 183131DEST_PATH_IMAGE146
为信道加性高斯白噪声向量，OTFS-BFDM***的接收矩阵为
Figure 199628DEST_PATH_IMAGE147
，其中
Figure 432026DEST_PATH_IMAGE148
是SFFT变换，
Figure 111663DEST_PATH_IMAGE149
表示归一化的
Figure 62301DEST_PATH_IMAGE150
点DFT矩阵，
Figure 616910DEST_PATH_IMAGE151
是BFDM综合滤波器系数矩阵；
Figure 703815DEST_PATH_IMAGE152
其中，
Figure 52888DEST_PATH_IMAGE153
是长度为
Figure 723779DEST_PATH_IMAGE154
的综合滤波器原型窗口函数，
Figure 82079DEST_PATH_IMAGE155
；
同理，按照步骤1中的方法，Q可以表示为
Figure 23490DEST_PATH_IMAGE156
；
当接收信号
Figure 74623DEST_PATH_IMAGE157
通过OTFS-BFDM***接收矩阵后获得观测信号向量
Figure 671957DEST_PATH_IMAGE158
：
Figure 335413DEST_PATH_IMAGE159
其中，
Figure 396910DEST_PATH_IMAGE160
为
Figure 353365DEST_PATH_IMAGE161
表示***的信道有效矩阵，
Figure 234733DEST_PATH_IMAGE162
为限幅噪声，
Figure 934836DEST_PATH_IMAGE163
为信道噪声；
或者
Figure 349374DEST_PATH_IMAGE164
其中，
Figure 476730DEST_PATH_IMAGE165
为
Figure 110974DEST_PATH_IMAGE166
表示***的信道有效矩阵，
Figure 349188DEST_PATH_IMAGE167
为限幅噪声，
Figure 119698DEST_PATH_IMAGE168
为信道噪声；
在上述计算公式中，
Figure 919420DEST_PATH_IMAGE169
被证明是稀疏连通的，在其前后同时乘以一个对角矩阵并不改变稀疏连通性，因此
Figure 978643DEST_PATH_IMAGE170
也是稀疏连通的，因此可以用基于因子图的MP算法进行信号探测；***噪声包括限幅噪声和信道噪声，当进行信号译码时***默认使用信道噪声作为MP检测算法的噪声输入，这就影响了译码的准确性，降低了BER性能，因此需要对限幅噪声进行消除；
步骤3，将判决输出变量信号向量
Figure 82865DEST_PATH_IMAGE171
进行OTFS-BFDM调制后分成两路处理，一路进行与发送端相同的限幅和滤波处理，以得到第一路限幅处理信号
Figure 911144DEST_PATH_IMAGE172
，另一路乘以限幅衰减因子，以得到第二路衰减处理信号
Figure 442620DEST_PATH_IMAGE173
，将所述第一路限幅处理信号
Figure 487674DEST_PATH_IMAGE174
与所述第二路衰减处理信号
Figure 67691DEST_PATH_IMAGE175
相减，以获得重构的限幅噪声向量
Figure 812793DEST_PATH_IMAGE176
，将所述限幅噪声向量
Figure 452853DEST_PATH_IMAGE176
通过信道卷积矩阵后，获得接收机端的重构限幅噪声估计
Figure 283406DEST_PATH_IMAGE177
；
所述步骤3具体包括：
步骤301、对输出变量信号向量
Figure 422439DEST_PATH_IMAGE178
进行OTFS-BFDM调制后得到新的OTFS-BFDM信号；
步骤302、对所述新的OTFS-BFDM信号进行限幅处理后，得到第一路限幅处理信号
Figure 225310DEST_PATH_IMAGE179
；
步骤303、对所述新的OTFS-BFDM信号进行衰减处理后，得到第二路衰减处理信号
Figure 301850DEST_PATH_IMAGE180
；
步骤304、将所述第一路限幅处理信号
Figure 354120DEST_PATH_IMAGE181
与所述第二路衰减处理信号
Figure 541519DEST_PATH_IMAGE182
相减，以得到重构的限幅噪声
Figure 759748DEST_PATH_IMAGE183
；
步骤305、将所述重构的限幅噪声
Figure 741611DEST_PATH_IMAGE184
通过信道卷积矩阵，获得接收机端的重构限幅噪声估计
Figure 281176DEST_PATH_IMAGE185
；
步骤4、从初始的接收信号
Figure 6687DEST_PATH_IMAGE186
中减去重构的限幅噪声
Figure 580888DEST_PATH_IMAGE185
，以获得修正的接收信号
Figure 235116DEST_PATH_IMAGE187
进行下一步迭代，对所述修正的接收信号
Figure 527557DEST_PATH_IMAGE188
进行去衰减处理和OTFS-BFDM解调，以得到修正后的观测信号向量
Figure 791180DEST_PATH_IMAGE189
，其中，所述修正后的观测信号向量
Figure 485466DEST_PATH_IMAGE189
通过如下公式计算：
Figure 74710DEST_PATH_IMAGE190
或者
Figure 323289DEST_PATH_IMAGE191
其中，
Figure 889138DEST_PATH_IMAGE192
是残留的限幅噪声，通过初始限幅噪声与重构的限幅噪声之差计算获得，所述残留的限幅噪声在观测信号进入检测器之前得到，并在所述下一步迭代中进一步减少；
步骤5，将所述修正的接收信号
Figure 641193DEST_PATH_IMAGE193
替代所述初始的接收信号
Figure 198076DEST_PATH_IMAGE194
，返回步骤2并重复执行步骤2，根据预设的最大迭代次数
Figure 137213DEST_PATH_IMAGE195
，当迭代次数达到
Figure 70534DEST_PATH_IMAGE195
时，跳出并结束此次限幅噪声消除；
图2为本发明的***组成结构示意图，所述限幅噪声消除***包括发射机和接收机两个部分，所述发射机位于发送端、所述接收机位于接收端，所述发射机与所述接收机通过无线通信链路相连接。
所述发射机，在发送端进行ISSFT变换、BFDM调制、限幅和滤波处理，所述接收机，在接收端进行BFDM解调、辛有限傅里叶变换SFFT、ISFFT和BFDM调制、以及限幅和滤波处理。
本发明的仿真实验中，所考虑的延迟多普勒谱参数如表Ⅰ所示，其中每条路径的功率增益符合均匀分布。
表I：路径=5的延迟多普勒谱参数
Figure 912982DEST_PATH_IMAGE196
表Ⅱ总结了其他相关的仿真参数。
表Ⅱ：仿真参数
Figure 640766DEST_PATH_IMAGE197
图3为本发明的PAPR互补累积分布函数的示意图，其中，OTFS-BFDM使用RRC窗口函数的PAPR的CCDF。为了更好地研究信号的PAPR，过采样因子的值为O =4。如图所示，经过限幅处理后，OTFS-BFDM信号的PAPR大大降低。当CCDF概率为
Figure 67200DEST_PATH_IMAGE198
时，采用限幅方法的信号的PAPR比SLM方法的PAPR小1.015dB，比原始信号的PAPR小4.38dB。此外，随着N的增大，信号PAPR的CCDF也都随之增大。
图4为本发明的误码率仿真示意图。本发明中进行评估采用RRC的OTFS-BFDM***在多普勒频移为1935Hz情况下的BER性能。从图上可以看出采用迭代限幅噪声消除方法的OTFS-BFDM，随着迭代次数增加，BER性能越来越好，这是由于残留限幅噪声随迭代次数增加而减少。无论是采用迭代限幅噪声消除方法还是采用MP辅助的限幅方法（在图中称为OTFS_RCwithCN），OTFS-BFDM***的BER率都随着限幅率增大而越来越好，这是由于越高，信号失真越小。虽然后者考虑到了把限幅噪声作为***噪声的一部分，但是总体上采用后者的***的BER要大于前者。
本发明公开了一种OTFS-BFDM***中针对峰均比抑制的限幅噪声消除方法。本发明使用限幅和滤波的方法对OTFS-BFDM信号的峰均比进行抑制，并在接收端使用与发送端相同的调制和限幅方法对限幅噪声进行重构，通过迭代消除的方式减少限幅噪声在初始接收信号中的残留量，从而在降低OTFS-BFDM信号峰均比的同时提高***译码的准确性。通过比较不同方法下，使用RRC窗口函数的OTFS-BFDM***的PAPR和BER性能，得出了限幅和滤波的方法比SLM法能更好地抑制PAPR，而且针对峰均比抑制的限幅噪声消除方法比MP辅助的限幅方法有更好的BER性能。
在一些实施例中，计算机程序的部分或者全部可以经由ROM而被载入和/或安装到设备上。当计算机程序加载并被执行时，可以执行上文描述的方法的一个或多个步骤。
本文中以上描述的功能可以至少部分地由一个或多个硬件逻辑部件来执行。例如，非限制性地，可以使用的示范类型的硬件逻辑部件包括：场可编程门阵列（FPGA）、专用集成电路（ASIC）、专用标准产品（ASSP）、芯片上***的***（SOC）、负载可编程逻辑设备（CPLD）等等。
用于实施本公开的方法的程序代码可以采用一个或多个编程语言的任何组合来编写。这些程序代码可以提供给通用计算机、专用计算机或其他可编程数据处理装置的处理器或控制器，使得程序代码当由处理器或控制器执行时使流程图和/或框图中所规定的功能/操作被实施。程序代码可以完全在机器上执行、部分地在机器上执行，作为独立软件包部分地在机器上执行且部分地在远程机器上执行或完全在远程机器或服务器上执行。
在本公开的上下文中，机器可读介质可以是有形的介质，其可以包含或存储以供指令执行***、装置或设备使用或与指令执行***、装置或设备结合地使用的程序。机器可读介质可以是机器可读信号介质或机器可读储存介质。机器可读介质可以包括但不限于电子的、磁性的、光学的、电磁的、红外的、或半导体***、装置或设备，或者上述内容的任何合适组合。机器可读存储介质的更具体示例会包括基于一个或多个线的电气连接、便携式计算机盘、硬盘、随机存取存储器（RAM）、只读存储器（ROM）、可擦除可编程只读存储器（EPROM或快闪存储器）、光纤、便捷式紧凑盘只读存储器（CD-ROM）、光学储存设备、磁储存设备、或上述内容的任何合适组合。
此外，虽然采用特定次序描绘了各操作，但是这应当理解为要求这样操作以所示出的特定次序或以顺序次序执行，或者要求所有图示的操作应被执行以取得期望的结果。在一定环境下，多任务和并行处理可能是有利的。同样地，虽然在上面论述中包含了若干具体实现细节，但是这些不应当被解释为对本公开的范围的限制。在单独的实施例的上下文中描述的某些特征还可以组合地实现在单个实现中。相反地，在单个实现的上下文中描述的各种特征也可以单独地或以任何合适的子组合的方式实现在多个实现中。
尽管已经采用特定于结构特征和/或方法逻辑动作的语言描述了本主题，但是应当理解所附权利要求书中所限定的主题未必局限于上面描述的特定特征或动作。相反，上面所描述的特定特征和动作仅仅是实现权利要求书的示例形式。

Claims (9)

1.一种基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法，该方法应用于限幅噪声消除***中，其特征在于，该方法包括：
步骤1，在发送端，对OTFS-BFDM调制信号进行一次限幅和滤波，以得到限幅处理信号
Figure 297490DEST_PATH_IMAGE001
；
步骤2，在接收端，对初始的接收信号
Figure 787640DEST_PATH_IMAGE002
进行去衰减处理后，通过BFDM解调和辛有限傅里叶变换SFFT得到时域上的观测信号向量
Figure 867591DEST_PATH_IMAGE003
，将
Figure 627737DEST_PATH_IMAGE004
代入MP算法进行信道均衡和译码判决后输出变量信号向量
Figure 347300DEST_PATH_IMAGE005
；
步骤3，将判决输出变量信号向量
Figure 687146DEST_PATH_IMAGE006
进行OTFS-BFDM调制后分成两路处理，一路进行与发送端相同的限幅和滤波处理，以得到第一路限幅处理信号
Figure 307090DEST_PATH_IMAGE007
，另一路乘以限幅衰减因子，以得到第二路衰减处理信号
Figure 566033DEST_PATH_IMAGE008
，将所述第一路限幅处理信号
Figure 523624DEST_PATH_IMAGE009
与所述第二路衰减处理信号
Figure 650849DEST_PATH_IMAGE008
相减，以获得重构的限幅噪声向量
Figure 377497DEST_PATH_IMAGE010
，将所述限幅噪声向量
Figure 72920DEST_PATH_IMAGE010
通过信道卷积矩阵后，获得接收机端的重构限幅噪声估计
Figure 268540DEST_PATH_IMAGE011
；
步骤4、从初始的接收信号
Figure 684609DEST_PATH_IMAGE012
中减去重构的限幅噪声
Figure 515031DEST_PATH_IMAGE011
，以获得修正的接收信号
Figure 53460DEST_PATH_IMAGE013
进行下一步迭代，对所述修正的接收信号
Figure 47961DEST_PATH_IMAGE014
进行去衰减处理和OTFS-BFDM解调，以得到修正后的观测信号向量
Figure 95418DEST_PATH_IMAGE015
；其中
Figure 734341DEST_PATH_IMAGE016
为信道卷积矩阵，
Figure 958518DEST_PATH_IMAGE017
为信道加性高斯白噪声向量；
步骤5，将所述修正的接收信号
Figure 174736DEST_PATH_IMAGE018
替代所述初始的接收信号
Figure 994924DEST_PATH_IMAGE019
，返回步骤2并重复执行步骤2，根据预设的最大迭代次数
Figure 504665DEST_PATH_IMAGE020
，当迭代次数达到
Figure 650476DEST_PATH_IMAGE020
时，跳出并结束此次限幅噪声消除。
2.根据权利要求1所述的限幅噪声消除方法，其特征在于，所述对OTFS-BFDM调制信号进行一次限幅和滤波，具体包括：
所述对OTFS-BFDM调制信号与限幅处理信号
Figure 275361DEST_PATH_IMAGE021
的关系表示为
Figure 961557DEST_PATH_IMAGE022
，其中，
Figure 637389DEST_PATH_IMAGE023
为OTFS-BFDM调制信号，
Figure 639587DEST_PATH_IMAGE024
表示限幅衰减因子，
Figure 768080DEST_PATH_IMAGE025
是限幅噪声向量；
所述限幅衰减因子
Figure 257967DEST_PATH_IMAGE024
通过如下公式计算：
Figure 771994DEST_PATH_IMAGE026
发送端经过限幅处理后的信号为
Figure 197290DEST_PATH_IMAGE027
，其中
Figure 563812DEST_PATH_IMAGE028
表示调制符号向量；
Figure 857390DEST_PATH_IMAGE029
为块循环矩阵，
Figure 976655DEST_PATH_IMAGE030
；
Figure 822121DEST_PATH_IMAGE031
为对角矩阵，
Figure 659627DEST_PATH_IMAGE032
，并通过下式获得：
Figure 182662DEST_PATH_IMAGE033
，
对于
Figure 749909DEST_PATH_IMAGE031
中的每个子矩阵，仅当
Figure 313746DEST_PATH_IMAGE034
元素不等于0，矩阵
Figure 91078DEST_PATH_IMAGE035
不为空；
所述OTFS-BFDM调制信号通过OTFS-BFDM***的传输矩阵来计算，所述OTFS-BFDM***的传输矩阵为
Figure 664141DEST_PATH_IMAGE036
，其中
Figure 820316DEST_PATH_IMAGE037
是ISSFT变换，
Figure 571366DEST_PATH_IMAGE038
和
Figure 321147DEST_PATH_IMAGE039
分别表示归一化的
Figure 947169DEST_PATH_IMAGE040
点IDFT矩阵和
Figure 223430DEST_PATH_IMAGE041
维单位矩阵，
Figure 394648DEST_PATH_IMAGE042
表示克罗内克积，
Figure 379528DEST_PATH_IMAGE043
是BFDM分析滤波系数矩阵，
Figure 294395DEST_PATH_IMAGE043
表示为
Figure 425162DEST_PATH_IMAGE044
，
Figure 750970DEST_PATH_IMAGE045
，
其中，
Figure 272081DEST_PATH_IMAGE046
是长度为
Figure 475791DEST_PATH_IMAGE047
的分析滤波器原型窗口函数，
Figure 602010DEST_PATH_IMAGE048
。
3.根据权利要求1至2之一所述的限幅噪声消除方法，其特征在于，
对所述限幅噪声消除***的PAPR进行预设，定义一帧OTFS-BFDM发射信号的离散时间样本的PAPR为：
Figure 364299DEST_PATH_IMAGE049
其中，
Figure 372706DEST_PATH_IMAGE050
为时域上的OTFS-BFDM发射机输出信号，
Figure 691692DEST_PATH_IMAGE051
；
所述限幅噪声消除***的PAPR性能通过互补累积分布函数CCDF来衡量，它计算每个发射样本值的峰值功率比超过预定义阈值(
Figure 211099DEST_PATH_IMAGE052
)的概率，互补累积分布函数CCDF具有统计特性，通过如下公式计算：
Figure 629442DEST_PATH_IMAGE053
。
4.根据权利要求2所述的限幅噪声消除方法，其特征在于，所述对初始的接收信号
Figure 374413DEST_PATH_IMAGE054
进行去衰减处理，具体包括：
将限幅处理信号
Figure 372456DEST_PATH_IMAGE055
经过多普勒频移频率衰落信道后，获得初始的接收信号
Figure 20737DEST_PATH_IMAGE056
，其中
Figure 609981DEST_PATH_IMAGE057
为信道卷积矩阵，
Figure 920877DEST_PATH_IMAGE058
为信道加性高斯白噪声向量，OTFS-BFDM***的接收矩阵为
Figure 503037DEST_PATH_IMAGE059
，其中
Figure 255092DEST_PATH_IMAGE060
是SFFT变换，
Figure 231882DEST_PATH_IMAGE061
表示归一化的
Figure 702178DEST_PATH_IMAGE062
点DFT矩阵，
Figure 88028DEST_PATH_IMAGE063
是BFDM综合滤波器系数矩阵；
Figure 429011DEST_PATH_IMAGE064
,
Figure 376370DEST_PATH_IMAGE065
其中，
Figure 599541DEST_PATH_IMAGE066
是长度为
Figure 257924DEST_PATH_IMAGE067
的综合滤波器原型窗口函数，
Figure 984571DEST_PATH_IMAGE068
。
5.根据权利要求4所述的限幅噪声消除方法，其特征在于，BFDM综合滤波器系数矩阵Q表示为
Figure 309023DEST_PATH_IMAGE069
；
当接收信号
Figure 488332DEST_PATH_IMAGE070
通过OTFS-BFDM***接收矩阵后获得观测信号向量
Figure 950406DEST_PATH_IMAGE071
：
Figure 531560DEST_PATH_IMAGE072
其中，
Figure 351880DEST_PATH_IMAGE073
为
Figure 674277DEST_PATH_IMAGE074
表示***的信道有效矩阵，
Figure 690774DEST_PATH_IMAGE075
为限幅噪声，
Figure 733292DEST_PATH_IMAGE076
为信道噪声；
或者
Figure 458934DEST_PATH_IMAGE077
其中，
Figure 315898DEST_PATH_IMAGE078
为
Figure 385355DEST_PATH_IMAGE079
表示***的信道有效矩阵，
Figure 770462DEST_PATH_IMAGE080
为限幅噪声，
Figure 103223DEST_PATH_IMAGE081
为信道噪声。
6.根据权利要求5所述的限幅噪声消除方法，其特征在于，所述步骤3具体包括：
步骤301、对输出变量信号向量
Figure 695485DEST_PATH_IMAGE082
进行OTFS-BFDM调制后得到新的OTFS-BFDM信号；
步骤302、对所述新的OTFS-BFDM信号进行限幅处理后，得到第一路限幅处理信号
Figure 709577DEST_PATH_IMAGE083
；
步骤303、对所述新的OTFS-BFDM信号进行衰减处理后，得到第二路衰减处理信号
Figure 870562DEST_PATH_IMAGE084
；
步骤304、将所述第一路限幅处理信号
Figure 187274DEST_PATH_IMAGE085
与所述第二路衰减处理信号
Figure 299456DEST_PATH_IMAGE086
相减，以得到重构的限幅噪声
Figure 461447DEST_PATH_IMAGE087
；
步骤305、将所述重构的限幅噪声
Figure 214289DEST_PATH_IMAGE088
通过信道卷积矩阵，获得接收机端的重构限幅噪声估计
Figure 436323DEST_PATH_IMAGE089
。
7.根据权利要求6所述的限幅噪声消除方法，其特征在于，所述修正后的观测信号向量
Figure 707904DEST_PATH_IMAGE090
通过如下公式计算：
Figure 158739DEST_PATH_IMAGE091
或者
Figure 278005DEST_PATH_IMAGE092
其中，
Figure 136852DEST_PATH_IMAGE093
是残留的限幅噪声，通过初始限幅噪声与重构的限幅噪声之差计算获得，所述残留的限幅噪声在观测信号进入检测器之前得到，并在所述下一步迭代中进一步减少。
8.一种基于峰均比抑制的限幅噪声消除***，该***应用如所述权利要求1至7之一所述的限幅噪声消除方法，其特征在于，该***包括发射机和接收机两个部分，所述发射机位于发送端、所述接收机位于接收端，所述发射机与所述接收机通过无线通信链路相连接。
9.一种电子设备，包括存储器单元和处理器单元，所述存储器单元上存储有计算机程序，其特征在于，所述处理器单元执行所述程序时实现如权利要求1至7之一所述的方法。
CN202111046326.4A 2020-12-24 2021-09-08 基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备 Active CN113489666B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011544946.6A CN112968852A (zh) 2020-12-24 2020-12-24 基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备
CN2020115449466 2020-12-24

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113489666A CN113489666A (zh) 2021-10-08
CN113489666B true CN113489666B (zh) 2021-11-30

Family

ID=76271656

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011544946.6A Pending CN112968852A (zh) 2020-12-24 2020-12-24 基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备
CN202111046326.4A Active CN113489666B (zh) 2020-12-24 2021-09-08 基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011544946.6A Pending CN112968852A (zh) 2020-12-24 2020-12-24 基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备

Country Status (1)

Country Link
CN (2) CN112968852A (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113556306B (zh) * 2021-07-19 2022-04-08 上海交通大学 离散傅里叶变换扩展正交时频空调制方法及***
CN114189261A (zh) * 2021-11-02 2022-03-15 广州慧睿思通科技股份有限公司 时频图处理方法、装置、网络设备及计算机可读存储介质
CN116366169B (zh) * 2023-06-01 2023-10-24 浙江大学 超声波信道建模方法、电子设备及存储介质

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3348015B1 (en) * 2015-09-07 2022-09-07 Cohere Technologies, Inc. Multiple access using orthogonal time frequency space modulation
CN106130946A (zh) * 2016-06-08 2016-11-16 重庆邮电大学 一种双正交频分复用多载波调制/解调方法及***
CN111555780A (zh) * 2020-01-09 2020-08-18 北京邮电大学 基于正交时频空调制的多天线接收机设计

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
G. D. Surabhi等.Peak-to-Average Power Ratio of OTFS Modulation.《IEEE Communications Letters》.2019,第23卷(第6期), *

Also Published As

Publication number Publication date
CN113489666A (zh) 2021-10-08
CN112968852A (zh) 2021-06-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113489666B (zh) 基于峰均比抑制的限幅噪声消除方法、***及电子设备
CN113259298B (zh) Otfs信号处理方法、装置、设备及存储介质
Bibi et al. Equation-method for correcting clipping errors in OFDM signals
GB2548293A (en) Noise variance estimation and interference detection
TWI383610B (zh) 偵測訊號之方法、偵測器及電腦程式產品
Bae et al. Quantifying an iterative clipping and filtering technique for reducing PAR in OFDM
Wang et al. Compensation of nonlinear distortions with memory effects in OFDM transmitters
Padarti et al. An improved ASOICF algorithm for PAPR reduction in OFDM systems
US20120082262A1 (en) Adaptive clipping of symbols based on signal quality
Sim et al. Reducing the PAPR of GFDM systems with quadratic programming filter design
Ikni et al. PAPR reduction in FBMC-OQAM systems based on discrete sliding norm transform technique
CN101729475B (zh) 一种多载波信号处理方法及装置
WO2020183544A1 (ja) 受信装置、無線通信システムおよび干渉電力推定方法
Rabie et al. On enhancing the performance of the DPTE-based noise cancellation method utilizing the PTS PAPR reduction scheme in PLC systems
JP6278499B2 (ja) 通信システムにおけるピーク電力低減装置
Rabie et al. Improved DPTE technique for impulsive noise mitigation over power-line communication channels
CN108881095B (zh) Ofdm数据处理方法及装置
Lajnef et al. The Nonlinear Distortion cancellation for the effect of HPA nonlinearities in filter bank based multi-carrier (FBMC) for Cognitive Radio systems
US11336317B2 (en) Radio communication system, interference suppression method, control circuit, and program storage medium
CN106817334B (zh) 一种缓解观测干扰的多载波非线性削波失真压缩感知估计方法
US10511470B2 (en) Transmission device, communication device, transmission signal generation method, reception device, and demodulation method
Islam et al. PAPR Reduction in an OFDM system using Recursive Clipping and Filtering Technique
US20100074378A1 (en) Method and System for Estimating a Signal and Computer Program Product
Haque et al. Performance improvement for PAPR reduction in LTE downlink system with elliptic filtering
US20240187299A1 (en) Improvement In Peak-To-Average Power Ratio Reduction And Processing Efficiency For Hybrid/Digital Signals

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant