CN113472707B - 一种联合信道估计与符号检测方法、装置、设备及介质 - Google Patents

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CN113472707B CN202111035605.0A CN202111035605A CN113472707B CN 113472707 B CN113472707 B CN 113472707B CN 202111035605 A CN202111035605 A CN 202111035605A CN 113472707 B CN113472707 B CN 113472707B
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Abstract

本申请公开了一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法、装置、电子设备及可读存储介质。其中，方法包括接收端将发送端输出的通信数据变换至时延‑多普勒域，得到用于信道估计的第一接收数据和用于符号检测的第二接收数据。基于第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定时延‑多普勒域信道抽头位置；基于该抽头位置定位信道径，通过对信道系数进行参数估计得到信道估计结果；根据信道估计结果和第二接收数据恢复信息比特，并将信息比特作为下一次迭代的第一接收数据再次进行信道估计直至满足迭代结束条件。当迭代结束，将最后一次恢复的信息比特作为通信数据的信息比特估计结果，可更加精准地进行信道估计与符号检测。

Description

一种联合信道估计与符号检测方法、装置、设备及介质
技术领域
本申请涉及通信技术领域，特别是涉及一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法、装置、电子设备及可读存储介质。
背景技术
受到用户不断增长的需求驱动，第五代无线网络被要求应用于高达500 km/h的高速移动场景。在这种高速移动场景中，多普勒频移使得信道具有高度时间选择性，极大地限制了传输质量和传输速率。为了提升传输波形对大动态多普勒效应的适应性，产生了OTFS（Orthogonal Time Frequency Space，正交时频空间）调制这一概念。在时延-多普勒域中，信道具有稀疏特性且变化缓慢，OTFS主要思想是将信息符号与时延-多普勒域信道相关联，通过逆辛傅里叶变换（ISSFT）和Heisenberg（海森堡）变换将时延-多普勒域上的信息符号转化为时域信号向信道传输。接收端采用Wigner（魏格纳）变换和辛傅里叶变换处理接收数据，恢复的时延-多普勒信号与信道之间呈现出二维循环卷积关系。
信道估计是OTFS***的关键技术。现有的OTFS***的信道估计方法可以分成两类：1）时-频域的信道估计；2）时延-多普勒域的信道估计。但是由于信道的快速时变性，导致时-频域***导频的方式待估参数多、计算量大，使其应用受到限制。时延-多普勒域是一种嵌入式块状导频设计方案，在时延-多普勒域设计了一个冲激导频符号、保护符号以给出每个OTFS符号块内的最小二乘（LS）信道估计。但是小数倍多普勒频移会造成符号内多普勒干扰（IDI），为避免信息符号对信道估计的干扰，保护符号需要在多普勒域扩展，降低了频谱利用效率。而且由于LS估计不能利用信道先验信息，导致最终信道估计准确性不高。
鉴于此，如何实现更准确的信道估计与符号检测，是所属领域技术人员需要解决的技术问题。
发明内容
本申请提供了一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法、装置、电子设备及可读存储介质，实现了更加准确的信道估计与符号检测。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供以下技术方案：
本发明实施例一方面提供了一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法，包括：
将接收的通信数据变换至时延-多普勒域，得到用于信道估计的第一接收数据和用于符号检测的第二接收数据；
基于所述第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定所述时延-多普勒域的信道抽头位置；基于所述信道抽头位置定位信道径，通过对信道系数进行最优参数估计得到信道估计结果；根据所述信道估计结果和所述第二接收数据恢复信息比特，并将所述信息比特作为下一次迭代的第一接收数据再次进行信道估计直至满足迭代结束条件；
当迭代结束，将最后一次恢复的信息比特作为所述通信数据的信息比特估计结果。
可选的，所述将接收的通信数据变换至时延-多普勒域之前，还包括：
将待传输信息比特进行编码、交织为编码比特，并将各编码比特映射为多个信息符号；
在时延-多普勒网格上***冲击导频，根据信道最大时延抽头和最大多普勒抽头在所述冲击导频周围***保护符号，将各信息符号排布于所述时延-多普勒网格的空余位置，生成所述通信数据。
可选的，所述根据信道最大时延抽头和最大多普勒抽头在所述冲击导频周围***保护符号，包括：
将所述冲击导频周围***所述保护符号的数量作为决策变量、最小化平均信息符号干扰功率作为目标函数，并基于导频开销作为约束条件来计算所述保护符号在所述时延-多普勒网格中的位置信息。
可选的，所述基于所述第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定所述时延-多普勒域的信道抽头位置，包括：
根据上一轮迭代的信息估计结果和信息符号估计结果计算当前迭代时的信息符号干扰的均值及方差；
基于所述第一接收数据、所述信息符号干扰的均值及方差、信道多普勒抽头的先验信息计算每个多普勒抽头的后验概率；
将后验概率值最大的多普勒抽头所在径作为多普勒径；
根据所述多普勒径和所述先验信息所确定的时延径共同确定所述时延-多普勒域的信道抽头位置。
可选的，所述通过对信道系数进行最优参数估计得到信道估计结果，包括：
根据高斯-马尔科夫定理计算得到信道系数；
通过对所述信道系数进行最小均方误差估计得到信道估计结果。
可选的，所述根据所述信道估计结果和所述第二接收数据恢复信息比特，包括：
根据所述信道估计结果和所述第二接收数据恢复信息比特，利用消息传递算法恢复信息比特。
本发明实施例另一方面提供了一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置，包括：
转换模块，用于将接收的通信数据变换至时延-多普勒域，得到用于信道估计的第一接收数据和用于符号检测的第二接收数据；
迭代模块，用于基于所述第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定所述时延-多普勒域的信道抽头位置；基于所述信道抽头位置定位信道径，通过计算信道系数得到信道估计结果；根据所述信道估计结果和所述第二接收数据恢复信息比特，并将所述信息比特作为下一次迭代的第一接收数据再次进行信道估计直至满足迭代结束条件；
结果确定模块，用于当迭代结束，将最后一次恢复的信息比特作为所述通信数据的信息比特估计结果。
可选的，还包括数据生成模块，用于将待传输信息比特进行编码、交织为编码比特，并将各编码比特映射为多个信息符号；在时延-多普勒网格上***冲击导频，根据信道最大时延抽头和最大多普勒抽头在所述冲击导频周围***保护符号，将各信息符号排布于所述时延-多普勒网格的空余位置，生成所述通信数据。
本发明实施例还提供了一种电子设备，包括处理器，所述处理器用于执行存储器中存储的计算机程序时实现如前任一项所述正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的步骤。
本发明实施例最后还提供了一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如前任一项所述正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的步骤。
本申请提供的技术方案的优点在于，在接收端，信道估计器将信息符号的多普勒干扰视为服从复高斯分布的干扰项，利用先验信息采用最大后验概率准则估计每条路径的时延和多普勒频移，以此来确定信道的协方差矩阵，再对信道系数进行最优参数估计，从而可有效提高信道估计准确度。符号检测器将恢复所得的信息符号软信息反馈给信道估计器进行再次迭代计算，可修正干扰项的均值和方差，有效提升符号检测准确度。信道估计器与符号检测器的信息经过多次迭代，有效提升正交时频空间调制***的检测性能。
此外，本发明实施例还针对正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法提供了相应的实现装置、电子设备及可读存储介质，进一步使得所述方法更具有实用性，所述装置、电子设备及可读存储介质具有相应的优点。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性的，并不能限制本公开。
附图说明
为了更清楚的说明本发明实施例或相关技术的技术方案，下面将对实施例或相关技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的流程示意图；
图2为本发明实施例提供的一个示例性应用场景的框架示意图；
图3为本发明实施例提供的一个示例性例子中的导频式样的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的消息传递符号检测器的因子图；
图5为本发明实施例提供的在Jakes多普勒谱的条件下，本申请技术方案和其他现有方法的误比特率的对比示意图；
图6为本发明实施例提供的在截断Jakes多普勒谱的条件下，本申请技术方案和其他现有方法的误比特率的对比示意图；
图7为本发明实施例提供的在双高斯多普勒谱的条件下，本申请技术方案和其他现有方法的误比特率的对比示意图；
图8为本发明实施例提供的在不同迭代次数条件下，本申请技术方案的信道估计均方误差性能示意图；
图9为本发明实施例提供的在不同移动速度条件下，本申请技术方案的误比特率示意图；
图10为本发明实施例提供的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置的一种具体实施方式结构图；
图11为本发明实施例提供的电子设备的一种具体实施方式结构图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”“第四”等是用于区别不同的对象，而不是用于描述特定的顺序。此外术语“包括”和“具有”以及他们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、***、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可包括没有列出的步骤或单元。
在介绍了本发明实施例的技术方案后，下面详细的说明本申请的各种非限制性实施方式。
首先参见图1，图1为本发明实施例提供的一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的流程示意图，正交时频空间调制***包括发送端和接收端，接收端包括信道估计器、符号检测器和BCJR译码器，发送端将需要传输的信息经过一系列变化后发送至接收端，接收端在接收到这些数据后，经过信道估计器、符号检测器和BCJR译码器进行处理，最终通过BCJR译码器输出恢复出的信息比特，如图2所示。接收端对接收到的数据进行处理并恢复得到最终结果的过程可包括以下内容：
S101：将接收的通信数据变换至时延-多普勒域，得到用于信道估计的第一接收数据和用于符号检测的第二接收数据。
本步骤的通信数据是正交时频空间调制***的发送端向正交时频空间调制***的接收端发送的携带有待传输信息比特，且定义在时延-多普勒域的数据，发送端将通信数据进行逆辛傅里叶变换（ISSFFT）和Heisenberg变换，将OTFS块变换到时域发送，发送信号即通信数据在经过多径信道后到达接收端，接收端经过Wigner变换和辛傅里叶变换（SFFT）将时域接收信号转换到时延-多普勒域符号。其中，一部分送入信道估计器用于进行信道估计，剩下部分送入符号检测器用于进行符号检测。为了区别这两部分数据，可将用于信道估计的部分数据称为第一接收数据，将用于符号检测的部分数据称为第二接收数据。
S102：基于第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定时延-多普勒域的信道抽头位置；基于信道抽头位置定位信道径，通过对信道系数进行最优参数估计得到信道估计结果；根据信道估计结果和第二接收数据恢复信息比特，并将信息比特作为下一次迭代的第一接收数据再次进行信道估计直至满足迭代结束条件。
在本步骤中，信道先验信息为历史数据，其可包括时延-功率谱和多普勒-功率谱，时延-功率谱和多普勒-功率谱可直接利用已有方法或者已有设备去获取，当然，所属领域技术人员也可根据实际应用场景采用其他类型的信道先验信息。时延-多普勒域的信道抽头位置可根据时延径和多普勒径共同确定，其中时延径可根据时延-功率谱确定，而多普勒径可基于多普勒-功率谱和最大后验概率准则来确定。在确定时延-多普勒域的信道抽头位置之后，可定位信道径，基于确定的信道径计算信道估计器的信道系数，通过对信道系数进行最优参数估计得到信道估计结果。其中，最优参数估计例如可为最小均方误差（即MMSE）准则，也即基于最小均方误差优化标准执行信道估计。相应的，可根据高斯-马尔科夫定理计算得到信道系数，在通过对信道系数进行最小均方误差估计得到信道估计结果。然后可根据信道估计结果和第二接收数据恢复信息比特，诸如利用消息传递算法MP得到发送信息符号的软信息，完成一轮信息比特的恢复。为了修正符号检测器的信息符号的干扰，本实施例采用多次迭代恢复信息比特的方法。也就是说，将每一次恢复得到的信息比特作为下一次信息比特恢复过程中的第一接收数据，直至迭代结束。
S103：当迭代结束，将最后一次恢复的信息比特作为通信数据的信息比特估计结果。
迭代结束条件可为预先设置最大迭代次数，或者是相邻两次恢复所得的信息比特的差异性足够的小，所属领域技术人员可根据实际情况确定迭代结束条件，本申请对此不作任何限定。
在本发明实施例提供的技术方案中，在接收端，信道估计器将信息符号的多普勒干扰视为服从复高斯分布的干扰项，利用先验信息采用最大后验概率准则估计每条路径的时延和多普勒频移，以此来确定信道的协方差矩阵，再对信道系数进行最优参数估计，从而可有效提高信道估计准确度。符号检测器将恢复所得的信息符号软信息反馈给信道估计器进行再次迭代计算，可修正干扰项的均值和方差，有效提升符号检测准确度。信道估计器与符号检测器的信息经过多次迭代，有效提升正交时频空间调制***的检测性能。
需要说明的是，本申请中各步骤之间没有严格的先后执行顺序，只要符合逻辑上的顺序，则这些步骤可以同时执行，也可按照某种预设顺序执行，图1只是一种示意方式，并不代表只能是这样的执行顺序。
在上述实施例中，对于通信数据的生成以及OTFS调制***的导频式样设计并不做限定，本实施例给出一种可选的实施方式，可包括如下步骤：
将待传输信息比特进行编码、交织为编码比特，并将各编码比特映射为多个信息符号；在时延-多普勒网格上***冲击导频，根据信道最大时延抽头和最大多普勒抽头在冲击导频周围***保护符号，将各信息符号排布于时延-多普勒网格的空余位置，生成通信数据。
其中，保护符号的设计是最优化问题，在时延-多普勒域***冲激导频的周围加入有限的保护符号，可利用信道时延功率谱及多普勒功率谱优化导频式样。具体的，可将冲击导频周围***保护符号的数量作为决策变量、最小化平均信息符号干扰功率作为目标函数，并基于导频开销作为约束条件来计算保护符号在时延-多普勒网格中的位置信息。
由上可知，本实施例的发送端在时延-多普勒域依据最小信息符号干扰原则优化导频和保护间隔设计，能够在降低导频开销的基础上，提高信道估计性能和符号检测准确性。
上述实施例对如何确定S102中信道抽头位置并不做任何限定，本实施例还给出基于第一接收数据利用信道先验信息和最大后验概率准则确定时延-多普勒域的信道抽头位置的一种实现方式，可包括：
根据上一轮迭代的信息估计结果和信息符号估计结果计算当前迭代时的信息符号干扰的均值及方差；基于第一接收数据、信息符号干扰的均值及方差、信道多普勒抽头的先验信息计算每个多普勒抽头的后验概率；将后验概率值最大的多普勒抽头所在径作为多普勒径。根据多普勒径和先验信息所确定的时延径共同确定时延-多普勒域的信道抽头位置。
其中，可根据符号检测器和BCJR译码器返回的信息符号的软信息，计算信息符号的均值和方差。进而，t轮迭代时信息符号的干扰可以用t-1轮迭代时的信道估计和信息符号估计来计算。
为了使所属领域技术人员更加清楚明白本申请的技术方案，本申请还结合图2及图3给出了一个示意性例子，正交时频空间调制***的***结构如图2所示，导频式样可参阅图3所示，图3中的D表示信息符号，0表示保护符号，P表示导频，×表示符号检测，
Figure 872154DEST_PATH_IMAGE001
表示信道估计，在下述实施例中，
Figure 183049DEST_PATH_IMAGE002
、
Figure 109417DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 454948DEST_PATH_IMAGE004
分别代表共轭、转置和共轭转置；
Figure 57836DEST_PATH_IMAGE005
代表复高斯函数；
Figure 856028DEST_PATH_IMAGE006
代表期望算子；
Figure 586087DEST_PATH_IMAGE007
代表虚数单位，可包括下述内容：
将需要传输的信息比特d编码获得编码比特b，将b交织为交织编码比特
Figure 786124DEST_PATH_IMAGE008
，每Q个交织编码比特映射为一个信息符号x d [k，l]。其中，定义时延-多普勒网格
Figure 795799DEST_PATH_IMAGE009
Figure 81287DEST_PATH_IMAGE010
（1）。
式中，△τ为时延域的单位时延长度，△υ为多普勒域的单位多普勒间隔，k为多普勒域坐标，l为时延域坐标。
在M×N的时延-多普勒网格位置[k p ，l p ]***一个冲击导频，为表示方便可取k p =N/2，l p =M/2。在导频周围***保护符号，其中，导频左右两侧分别***
Figure 349458DEST_PATH_IMAGE011
、
Figure 404001DEST_PATH_IMAGE012
个保护符号，且保护符号是在时延域相对l p 对称的，l p 为时延-多普勒网格中***冲击导频所在的坐标轴，如图3所示，并将x d [k，l]排布于时延-多普勒网格空余位置：
Figure 614272DEST_PATH_IMAGE013
（2）
其中，
Figure 183793DEST_PATH_IMAGE014
为导频噪声比，
Figure 990075DEST_PATH_IMAGE015
为信噪比，σ w 2 是信道复高斯白噪声方差。将时延-多普勒域信息符号x d [k，l]经过ISSFFT和Heisenberg变换，转换到时域发送。
h(τ，υ)是信道基带冲激响应，具有稀疏的表达形式：
Figure 915437DEST_PATH_IMAGE016
（3）
其中，
Figure 781762DEST_PATH_IMAGE017
是狄拉克函数，P是信道多径数，h i ，τ i 和υ i 分别代表第i条路径的信道系数、信道时延和多普勒频移。第i条路径时延-多普勒域的抽头可表示为：
Figure 41842DEST_PATH_IMAGE018
，
Figure 651815DEST_PATH_IMAGE019
，（4）
其中，△f是子载波间隔，T是时间间隔，第i条路径时延抽头为l τi ，第i条路径多普勒抽头为k υi ，
Figure 930218DEST_PATH_IMAGE020
是距离最近多普勒抽头k υi 的小数倍多普勒频偏抽头。定义l τ 、k υ 分别是最大时延抽头和最大多普勒抽头。时延-功率谱和多普勒功率谱可以用来描述信道的多径特征。第i条路径的能量为
Figure 233024DEST_PATH_IMAGE021
，第i条路径的多普勒频移的概率为P(k υi )。
发送信号在经过多径信道后到达接收端，接收端经过Wigner变换和SFFT将时域接收信号转换到时延-多普勒域符号y[k，l]：
Figure 449241DEST_PATH_IMAGE022
（5）
其中，w[k，l]是零均值高斯白噪声，方差为σ w 2 ，
Figure 862905DEST_PATH_IMAGE023
其中，
Figure 497280DEST_PATH_IMAGE024
为多普勒扩展指示变量，
Figure 970986DEST_PATH_IMAGE025
的幅度在q=0达到峰值并向两侧递减。故只需考虑
Figure 940080DEST_PATH_IMAGE026
这2N i +1个
Figure 891855DEST_PATH_IMAGE027
的值。
将y[k，l]（k p -k υ -N i ≤k≤k p +k υ +N i ，l p ≤l≤l p +l τ ）用于信道估计，记为y CE [k，l]；其余y[k，l]用于符号检测，记为y DD [k，l]。共有N CE =（2k υ +2N i +1）（l τ +1）个符号用于信道估计，N DD =MN-N CE 个符号用于符号检测。
Figure 941588DEST_PATH_IMAGE028
（7）
其中
Figure 586196DEST_PATH_IMAGE029
是信息符号产生的符号内多谱勒干扰IDI：
Figure 42585DEST_PATH_IMAGE030
（8）
根据符号检测器和BCJR译码器返回的信息符号
Figure 548784DEST_PATH_IMAGE031
的软信息，计算
Figure 141440DEST_PATH_IMAGE031
的均值和方差。进而，t轮迭代时信息符号的干扰的均值
Figure 956949DEST_PATH_IMAGE032
和方差
Figure 900634DEST_PATH_IMAGE033
可以用t-1轮迭代时的信道估计值
Figure 709059DEST_PATH_IMAGE034
和信息符号估计值
Figure 421800DEST_PATH_IMAGE035
来计算：
Figure 142631DEST_PATH_IMAGE036
（9）
Figure 308034DEST_PATH_IMAGE037
（10）
发送端的导频设计问题可以视为最优化问题，优化目标即是使平均信息符号干扰功率最小。假设信道的时延功率谱和多普勒功率谱已知，但在导频设计时（即信道估计前）并不知道每一条径具体的时延及多普勒频移，所以式（8）可以改写为：
Figure 156035DEST_PATH_IMAGE038
其中，
Figure 988862DEST_PATH_IMAGE039
，用于指示是否有时延抽头为
Figure 880594DEST_PATH_IMAGE040
、多普勒抽头为
Figure 798872DEST_PATH_IMAGE041
的信道径。考虑信息符号IDI的平均功率为：
Figure 949099DEST_PATH_IMAGE042
因此，导频式样设计问题可以看作是一个典型的最优化问题，决策变量为导频左右两边***保护符号的数量，目标函数为最小化平均信息符号干扰功率，约束条件为导频开销，
Figure 167591DEST_PATH_IMAGE043
为导频样式所占比例：
Figure 495804DEST_PATH_IMAGE044
（13）
y CE [k，l]可以分为有导频分量区域V和无导频分量区域D，方差分别为
Figure 386531DEST_PATH_IMAGE045
和
Figure 91182DEST_PATH_IMAGE046
：
Figure 633022DEST_PATH_IMAGE047
（14）
Figure 866557DEST_PATH_IMAGE048
（15）
Figure 743115DEST_PATH_IMAGE049
Figure 782615DEST_PATH_IMAGE050
（17）
利用信道多普勒抽头的先验信息P(k υi )和所有y CE [k，l]的集合y CE ，计算出每个多普勒抽头的后验概率：
Figure 178961DEST_PATH_IMAGE051
其中，令
Figure 599709DEST_PATH_IMAGE052
，
Figure 714296DEST_PATH_IMAGE053
，
Figure 495170DEST_PATH_IMAGE054
（19）
Figure 746023DEST_PATH_IMAGE055
（20）
选取使后验概率
Figure 632945DEST_PATH_IMAGE056
最大的k υi 作为第i条径的多普勒抽头：
Figure 969249DEST_PATH_IMAGE057
（21）
将公式（7）整理为矩阵形式：
Figure 101284DEST_PATH_IMAGE058
（22）
其中，
Figure 206643DEST_PATH_IMAGE059
是一个元素为
Figure 15199DEST_PATH_IMAGE060
的大小为
Figure 822487DEST_PATH_IMAGE061
的矩阵，
Figure 7481DEST_PATH_IMAGE062
；
Figure 967346DEST_PATH_IMAGE063
是一个元素为
Figure 697536DEST_PATH_IMAGE064
的大小为
Figure 8432DEST_PATH_IMAGE061
的矩阵，
Figure 4242DEST_PATH_IMAGE065
Figure 818614DEST_PATH_IMAGE066
；
Figure 234552DEST_PATH_IMAGE067
是一个元素为
Figure 517897DEST_PATH_IMAGE068
的大小为
Figure 44693DEST_PATH_IMAGE061
的矩阵；
Figure 713572DEST_PATH_IMAGE069
。根据高斯-马尔科夫定理，MMSE信道估计
Figure 549679DEST_PATH_IMAGE070
与信道估计的均方误差
Figure 835167DEST_PATH_IMAGE071
为：
Figure 837758DEST_PATH_IMAGE072
（23）
Figure 643034DEST_PATH_IMAGE073
（24）
其中
Figure 604037DEST_PATH_IMAGE074
是对角元素为
Figure 111241DEST_PATH_IMAGE075
的对角矩阵，
Figure 229108DEST_PATH_IMAGE076
是信道系数协方差矩阵，对角元素为
Figure 403737DEST_PATH_IMAGE077
，其中
Figure 270062DEST_PATH_IMAGE078
（26）
由公式（5），符号检测块内y DD [k，l]有：
Figure 530142DEST_PATH_IMAGE079
当信道参数
Figure 625268DEST_PATH_IMAGE067
已被估计出，可采用消息传递算法检测信息符号x d 。在采用比特交织编码的***中，由于有BCJR译码器反馈的信息比特软信息，因子图需要加入符号先验概率节点。图4是本申请消息传递符号检测器的因子图。由编码比特节点、映射节点、信息符号节点、接收符号节点构成，采用高斯近似消息传递算法。符号检测器的输出为交织编码比特的软信息
Figure 654404DEST_PATH_IMAGE080
，经解交织
Figure 691630DEST_PATH_IMAGE081
后将编码比特软信息
Figure 439006DEST_PATH_IMAGE082
输入进BCJR译码器，BCJR译码器输出为编码比特的后验概率
Figure 898675DEST_PATH_IMAGE083
，经交织后得到
Figure 782318DEST_PATH_IMAGE084
输入进符号检测器和信道估计器参与下一轮迭代。当迭代次数达到预设值时，迭代停止，此时BCJR译码器输出信息比特的估计值
Figure 256024DEST_PATH_IMAGE085
。
为了验证本申请技术方案的有效性，本申请还进行了一系列的验证实验，实验结果请参阅图5至图9所示，在本实施例中，本申请技术方案为按照下述步骤执行正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法，具体可包括下述内容：
A1：接收端经过Wigner变换和SFFT将时域接收信号转换到时延-多普勒域符号y[k，l]。
A2：信道估计：
A21：根据符号检测器和BCJR译码器返回的信息符号的软信息，计算信息符号的均值和方差。进而，t轮迭代时信息符号的干扰可以用t-1轮迭代时的信道估计和信息符号估计来计算；
A22：利用信道多普勒抽头的先验信息和用于信道估计的接收信号，计算出每个多普勒抽头的后验概率；
A23：选取使后验概率最大的k υi 作为第i条径的多普勒抽头；
A24：利用步骤A23对信道径的定位，根据高斯-马尔科夫定理得到信道系数的最小均方误差（MMSE）估计。
A3：符号检测：
A31：利用步骤A2的信道估计结果和用于符号检测的接收符号，根据消息传递算法，得到发送信息符号的软信息；
A32：将软信息反馈到步骤A2，参与下一轮迭代；
A33：当迭代结束，由BCJR译码器进行硬判决，输出信息比特估计结果。
图5、图6、图7、图8和图9是本申请提出的联合信道估计与符号检测方法的误比特性能仿真曲线图。仿真参数设置为：生成多项式为[111，101]的卷积码，QPSK调制，M=32，N=64，载波频率3 GHz，子载波间隔15 kHz，l τ =4。
如图5、图6、图7所示，是分别在Jakes、截断Jakes、双高斯多普勒谱的条件下，对比本申请技术方案和其他方法的误比特率。横坐标表示信息符号功率和加性白噪声功率比SNR d ；纵坐标表示不同算法的误比特率。在仿真中，设定迭代轮数为3次，k υ =4，导频功率和加性白噪声功率比SNR p 分别为25 dB和40 dB。其中文献[1]方法的导频开销为28.13%，文献[1]为P. Raviteja等人发表在IEEE Transactions on Vehicular Technology 、名称为Embedded Pilot-Aided Channel Estimation for OTFS in Delay–Doppler Channels的现有技术。文献[2] 和本申请的导频开销为7.03%，文献[2]为V. Kumar Singh等人发表在2020 IEEE 92nd Vehicular Technology Conference、名称为Maximum LikelihoodChannel Path Detection and MMSE Channel Estimation in OTFS Systems的现有技术。可以看出，本申请技术方案的误比特性能明显优于文献[2]所提方法，且能在导频开销低于文献[1]方法的条件下获得更好效果。且本申请技术方案在双高斯多普勒谱这种强先验信息的条件下，效果提升更为显著。
如图7所示，是在不同迭代次数条件下，本申请技术方案的信道估计均方误差性能。横坐标表示迭代次数；纵坐标表示信道估计均方误差。可以看出，在不同信息符号功率和加性白噪声功率比下，算法都可以在3次迭代后收敛，收敛速度快。
如图8所示，是在不同移动速度条件下，本申请技术方案的误比特率。横坐标表示信息符号功率和加性白噪声功率比；纵坐标表示不同移动速度下的误比特率。在仿真中，设定迭代轮数为3次，SNR p =40dB，移动速度为100 Kmph、200 Kmph和500 Kmph，分别对应k υ =2，4，6。可以看出，随着移动速度的提升，误比特性能只有极小幅下降，说明本申请技术方案对于移动速度即多普勒频移具有很强的鲁棒性。
由上可知，本发明实施例提出的正交时频调制***中导频优化和联合信道估计与符号检测方法，应用于具有多普勒干扰的高速移动场景，利用信道时延功率谱、多普勒功率谱等先验信息，实现导频优化及信道估计，可以在与传统方法相比较少导频开销的条件下，实现更准确的信道估计与符号检测。
本发明实施例还针对正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法提供了相应的装置，进一步使得方法更具有实用性。其中，装置可从功能模块的角度和硬件的角度分别说明。下面对本发明实施例提供的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置进行介绍，下文描述的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置与上文描述的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法可相互对应参照。
基于功能模块的角度，参见图10，图10为本发明实施例提供的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置在一种具体实施方式下的结构图，该装置可包括：
转换模块101，用于将接收的通信数据变换至时延-多普勒域，得到用于信道估计的第一接收数据和用于符号检测的第二接收数据。
迭代模块102，用于基于第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定时延-多普勒域的信道抽头位置；基于信道抽头位置定位信道径，通过计算信道系数得到信道估计结果；根据信道估计结果和第二接收数据恢复信息比特，并将信息比特作为下一次迭代的第一接收数据再次进行信道估计直至满足迭代结束条件。
结果确定模块103，用于当迭代结束，将最后一次恢复的信息比特作为通信数据的信息比特估计结果。
可选的，在本实施例的一些实施方式中，上述装置还可以包括还包括数据生成模块，该模块用于将待传输信息比特进行编码、交织为编码比特，并将各编码比特映射为多个信息符号；在时延-多普勒网格上***冲击导频，根据信道最大时延抽头和最大多普勒抽头在冲击导频周围***保护符号，将各信息符号排布于时延-多普勒网格的空余位置，生成通信数据。
作为上述实施例的一种可选的实施方式，数据生成模块包括保护符号确定单元，该单元用于将冲击导频周围***保护符号的数量作为决策变量、最小化平均信息符号干扰功率作为目标函数，并基于导频开销作为约束条件来计算保护符号在时延-多普勒网格中的位置信息。
可选的，在本实施例的另一些实施方式中，上述迭代模块102可包括信道估计单元，用于根据上一轮迭代的信息估计结果和信息符号估计结果计算当前迭代时的信息符号干扰的均值及方差；基于第一接收数据、信息符号干扰的均值及方差、信道多普勒抽头的先验信息计算每个多普勒抽头的后验概率；将后验概率值最大的多普勒抽头所在径作为多普勒径；根据多普勒径和先验信息所确定的时延径共同确定时延-多普勒域的信道抽头位置。
作为本实施例的一种可选的实施方式，上述信道估计单元还可进一步用于根据高斯-马尔科夫定理计算得到信道系数；通过对信道系数进行最小均方误差估计得到信道估计结果。
可选的，在本实施例的其他一些实施方式中，上述迭代模块102可包括符号检测单元，用于根据信道估计结果和第二接收数据恢复信息比特，利用消息传递算法恢复信息比特。
本发明实施例所述正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置的各功能模块的功能可根据上述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可以参照上述方法实施例的相关描述，此处不再赘述。
由上可知，本发明实施例可以实现更加准确地信道估计与符号检测。
上文中提到的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置是从功能模块的角度描述，进一步的，本申请还提供一种电子设备，是从硬件角度描述。图11为本申请实施例提供的电子设备在一种实施方式下的结构示意图。如图11所示，该电子设备包括存储器110，用于存储计算机程序；处理器111，用于执行计算机程序时实现如上述任一实施例提到的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的步骤。
其中，处理器111可以包括一个或多个处理核心，比如4核心处理器、8核心处理器等。处理器111可以采用DSP(Digital Signal Processing，数字信号处理)、FPGA(Field－Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)、PLA(Programmable Logic Array，可编程逻辑阵列)中的至少一种硬件形式来实现。处理器111也可以包括主处理器和协处理器，主处理器是用于对在唤醒状态下的数据进行处理的处理器，也称CPU(Central ProcessingUnit，中央处理器)；协处理器是用于对在待机状态下的数据进行处理的低功耗处理器。在一些实施例中，处理器111可以在集成有GPU(Graphics Processing Unit，图像处理器)，GPU用于负责显示屏所需要显示的内容的渲染和绘制。一些实施例中，处理器111还可以包括AI(Artificial Intelligence，人工智能)处理器，该AI处理器用于处理有关机器学习的计算操作。
存储器110可以包括一个或多个计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质可以是非暂态的。存储器110还可包括高速随机存取存储器，以及非易失性存储器，比如一个或多个磁盘存储设备、闪存存储设备。本实施例中，存储器110至少用于存储以下计算机程序1101，其中，该计算机程序被处理器111加载并执行之后，能够实现前述任一实施例公开的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的相关步骤。另外，存储器110所存储的资源还可以包括操作***1102和数据1103等，存储方式可以是短暂存储或者永久存储。其中，操作***1102可以包括Windows、Unix、Linux等。数据1103可以包括但不限于正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测结果对应的数据等。
在一些实施例中，上述电子设备还可包括有显示屏112、输入输出接口113、通信接口114或者称为网络接口、电源115以及通信总线116。其中，显示屏112、输入输出接口113比如键盘（Keyboard）属于用户接口，可选的用户接口还可以包括标准的有线接口、无线接口等。可选地，在一些实施例中，显示器可以是LED显示器、液晶显示器、触控式液晶显示器以及OLED（Organic Light-Emitting Diode，有机发光二极管）触摸器等。显示器也可以适当的称为显示屏或显示单元，用于显示在电子设备中处理的信息以及用于显示可视化的用户界面。通信接口114可选的可以包括有线接口和/或无线接口，如WI-FI接口、蓝牙接口等，通常用于在电子设备与其他电子设备之间建立通信连接。通信总线116可以是外设部件互连标准(peripheral component interconnect，简称PCI)总线或扩展工业标准结构(extended industry standard architecture，简称EISA)总线等。该总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图11中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
本领域技术人员可以理解，图11中示出的结构并不构成对该电子设备的限定，可以包括比图示更多或更少的组件，例如还可包括实现各类功能的传感器117。
本发明实施例所述电子设备的各功能模块的功能可根据上述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可以参照上述方法实施例的相关描述，此处不再赘述。
由上可知，本发明实施例可以实现更加准确地信道估计与符号检测。
可以理解的是，如果上述实施例中的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，执行本申请各个实施例方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（Read-Only Memory，ROM）、随机存取存储器（Random Access Memory，RAM）、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
基于此，本发明实施例还提供了一种可读存储介质，存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时如上任意一实施例所述正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的步骤。
本发明实施例所述可读存储介质的各功能模块的功能可根据上述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可以参照上述方法实施例的相关描述，此处不再赘述。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同或相似部分互相参见即可。对于实施例公开的硬件包括装置及电子设备而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
以上对本申请所提供的一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法、装置、电子设备及可读存储介质进行了详细介绍。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请权利要求的保护范围内。

Claims (10)

1.一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法，其特征在于，包括：
将接收的通信数据变换至时延-多普勒域，得到用于信道估计的第一接收数据和用于符号检测的第二接收数据；
基于所述第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定所述时延-多普勒域的信道抽头位置；基于所述信道抽头位置定位信道径，通过对信道系数进行最优参数估计得到信道估计结果；根据所述信道估计结果和所述第二接收数据恢复信息比特，并将所述信息比特作为下一次迭代的第一接收数据再次进行信道估计直至满足迭代结束条件；
当迭代结束，将最后一次恢复的信息比特作为所述通信数据的信息比特估计结果。
2.根据权利要求1所述的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法，其特征在于，所述将接收的通信数据变换至时延-多普勒域之前，还包括：
将待传输信息比特进行编码、交织为编码比特，并将各编码比特映射为多个信息符号；
在时延-多普勒网格上***冲击导频，根据信道最大时延抽头和最大多普勒抽头在所述冲击导频周围***保护符号，将各信息符号排布于所述时延-多普勒网格的空余位置，生成所述通信数据。
3.根据权利要求2所述的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法，其特征在于，所述根据信道最大时延抽头和最大多普勒抽头在所述冲击导频周围***保护符号，包括：
将所述冲击导频周围***所述保护符号的数量作为决策变量、最小化平均信息符号干扰功率作为目标函数，并基于导频开销作为约束条件来计算所述保护符号在所述时延-多普勒网格中的位置信息。
4.根据权利要求1至3任意一项所述的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法，其特征在于，所述基于所述第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定所述时延-多普勒域的信道抽头位置，包括：
根据上一轮迭代的信息估计结果和信息符号估计结果计算当前迭代时的信息符号干扰的均值及方差；
基于所述第一接收数据、所述信息符号干扰的均值及方差、信道多普勒抽头的先验信息计算每个多普勒抽头的后验概率；
将后验概率值最大的多普勒抽头所在径作为多普勒径；
根据所述多普勒径和所述先验信息所确定的时延径共同确定所述时延-多普勒域的信道抽头位置。
5.根据权利要求4所述的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法，其特征在于，所述通过对信道系数进行最优参数估计得到信道估计结果，包括：
根据高斯-马尔科夫定理计算得到信道系数；
通过对所述信道系数进行最小均方误差估计得到信道估计结果。
6.根据权利要求5所述的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法，其特征在于，所述根据所述信道估计结果和所述第二接收数据恢复信息比特，包括：
根据所述信道估计结果和所述第二接收数据恢复信息比特，利用消息传递算法恢复信息比特。
7.一种正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置，其特征在于，包括：
转换模块，用于将接收的通信数据变换至时延-多普勒域，得到用于信道估计的第一接收数据和用于符号检测的第二接收数据；
迭代模块，用于基于所述第一接收数据，利用信道先验信息和最大后验概率准则确定所述时延-多普勒域的信道抽头位置；基于所述信道抽头位置定位信道径，通过计算信道系数得到信道估计结果；根据所述信道估计结果和所述第二接收数据恢复信息比特，并将所述信息比特作为下一次迭代的第一接收数据再次进行信道估计直至满足迭代结束条件；
结果确定模块，用于当迭代结束，将最后一次恢复的信息比特作为所述通信数据的信息比特估计结果。
8.根据权利要求7所述的正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测装置，其特征在于，还包括数据生成模块，用于将待传输信息比特进行编码、交织为编码比特，并将各编码比特映射为多个信息符号；在时延-多普勒网格上***冲击导频，根据信道最大时延抽头和最大多普勒抽头在所述冲击导频周围***保护符号，将各信息符号排布于所述时延-多普勒网格的空余位置，生成所述通信数据。
9.一种电子设备，其特征在于，包括处理器和存储器，所述处理器用于执行所述存储器中存储的计算机程序时实现如权利要求1至6任一项所述正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的步骤。
10.一种可读存储介质，其特征在于，所述可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1至6任一项所述正交时频空间调制***中联合信道估计与符号检测方法的步骤。
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