CN113390899B - 一种具有在线自动校准功能的微波反射仪 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，包括微波反射仪本体和校准组件。其中，第二数据采集模块被配置为获得扫频微波源的工作电压构成的动态工作曲线，时间数字转换器被配置为测量触发信号与扫频微波信号之间的第一时间延迟、以及触发信号与拍频信号之间的第二时间延迟，第一数据采集模块被配置为测量参考信号与反射信号之间的第三时间延迟，控制器被配置为与任意波形发生器(102)连接，并利用所述动态工作曲线，以及基于所述第一、第二和第三时间延迟修正任意波形发生器(102)输出的扫频控制电压，从而修正拍频信号，提高了校准的准确性。

Description

一种具有在线自动校准功能的微波反射仪

技术领域

本发明属于等离子体诊断技术领域，具体涉及一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，属于微波诊断技术范畴。

背景技术

微波反射仪是一种用于测量等离子体密度分布的工具，常使用在各种聚变装置上。目前最常使用的微波反射仪是连续波频率调制方式，其工作方式是通过一个扫频微波源产生一个频率连续变化的微波信号，将该信号向等离子体进行发射。由于不同频率的微波信号在等离子体中的反射截面与等离子体密度有关，因此通过计算不同微波信号在等离子体中的飞行时间，即可得到不同反射截面的位置，从而对应了不同等离子体密度所处的位置，即等离子体密度分布。由于传输距离有限，微波信号的总飞行时间通常在纳秒量级，要直接测量该飞行时间相对比较困难，通常将发射信号和接收信号进行混频，并滤波获得拍频信号。通过测量拍频信号的频率，结合扫频速度，就可以计算出微波信号的飞行时间。

在连续波频率调制微波反射仪中，其发射测量需具有一定的精度，否则将使等离子体密度分布计算产生很大的误差，这是需要尽力避免的。导致发射测量产生误差主要有以下几个方面：

一、微波源的输出非线性。由于微波源输入电压和输出频率之间存在非线性，导致输出频率存在误差。

二、传输线存在色散特性。在传输线中，特别是波导中，不同模式和频率的微波具有不同的群速度，导致微波传输中存在色散现象，从而使拍频产生漂移。

三、温度和老化导致的频率漂移。由于电子学器件的工作温度变化和工作时间的延长导致其工作特性产生的变化，偏离了原先标定的值，产生了测量误差。

对微波反射仪发射频率进行校准主要通过以下几个步骤来进行：

一、将电压为一恒定值的控制信号输入至微波源，测量其输出频率。然后将控制信号的电压按一定步进值增加，分别测量其输出频率，得到微波源的电压-频率关系曲线。将电压-频率关系曲线进行分段线性拟合，按照等频率间距计算对应的工作电压，最后生成扫频控制电压曲线。此步骤主要对微波源的非线性进行修正。

二、让微波反射仪对准一位置固定的金属平面进行扫频发射。由于扫频速度恒定，在理想情况下，微波反射仪的拍频信号的频率应该是一恒定值，但是由于上述种种原因，拍频会产生漂移。通过测量实际拍频频率与理想值之间的误差，对扫频控制电压曲线进行调整，直到产生误差较小的拍频信号。

在传统做法中，没有考虑控制信号和微波信号在传输线***中的延迟时间，导致在校准过程中，校准数据实际存在一定的相位误差。在扫频速度较慢的情况下，此相位误差的影响不太明显，但是当扫频速度增加至1MHz时，由于频率变化速度太快，微小的相位误差都会在拍频上带来数MHz甚至数十MHz的影响，会影响校准结果，甚至校准失败。

为保证校准精度，传统的校准通常在实验室进行，采用人工离线操作实现，其弊端在于，实验室测试环境与装置现场环境有偏差，所获得的修正结果可能在新的工作环境下不适配，会产生新的误差。而且上述校准过程涉及微波反射仪设备的拆卸和装配，过程比较繁琐，因此校准周期通常比较久，有时长达数个月，在此期间，设备的工作状态很可能已发生变化，导致测量结果产生误差。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：针对连续波频率调制方式的微波反射仪，对现有技术的不足进行改进，提供一种具有在线自动校准功能的微波反射仪。通过校准组件基于信号在传输线***中的各种延迟时间修正扫频控制电压，提高了校准的准确性。

本发明所解决的技术问题可由以下技术方案来实现：

一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，包括微波反射仪本体，微波反射仪本体包括扫频微波源，任意波形发生器，第一定向耦合器，本振源，单边带调制器，功分器，第一混频器，第一同相正交解调器，第一数据采集模块，控制器，其中，扫频微波源在任意波形发生器产生的扫频控制电压信号控制下产生扫频微波信号，本振源产生具有固定频率的基带信号，功分器将基带信号分成多路输出，第一定向耦合器将所述扫频微波信号分为探测信号和参考信号两部分，单边带调制器将基带信号与探测信号合成产生上边带信号，上边带信号发射至等离子体，接收天线接收从等离子体截止层反射回的反射信号；第一混频器将所述参考信号与反射信号进行混频，获得中频信号，第一同相正交解调器将所述中频信号与基带信号进行复混频，获得拍频信号，其特征在于，还包括校准组件，该校准组件包括第二定向耦合器，频率综合源，第二混频器，第二数据采集模块，时间数字转换器，时钟同步模块，其中，第二定向耦合器从扫频微波源输出的扫频微波信号中分离出一部分作为校准信号，频率综合源产生一个具有固定频率的微波信号，第二混频器用于将校准信号和所述具有固定频率的微波信号进行混频，产生二者的差频信号，第二数据采集模块被配置为基于所述差频信号获得扫频微波源的工作电压构成的动态工作曲线，时钟同步模块受控制器控制生成触发信号，时间数字转换器被配置为测量触发信号与扫频微波信号之间的第一时间延迟、以及触发信号与拍频信号之间的第二时间延迟，第一数据采集模块被配置为测量参考信号与反射信号之间的第三时间延迟，控制器被配置为与任意波形发生器连接，并利用所述动态工作曲线，以及基于所述第一、第二和第三时间延迟修正任意波形发生器输出的扫频控制电压，从而修正所述拍频信号。

其中，扫频微波源在任意波形发生器产生的扫频控制电压信号控制下产生频率随电压变化的扫频微波信号。

其中，该微波反射仪本体还包括第一倍频器，第二倍频器，第三倍频器，第一倍频器用于对上边带信号倍频，第二倍频器用于对参考信号倍频，第三倍频器用于对基带信号倍频，倍频后的上边带信号发射至等离子体，第一混频器将第二倍频器输出的参考信号与反射信号进行混频，第一同相正交解调器将中频信号与第三倍频器输出的基带信号进行复混频。

其中，所述校准组件还包括可编程延迟线，该可编程延迟线用于调整第一定向耦合器输出的参考信号的延迟时间，其通过两个微波开关切换，实现不同长度的同轴电缆的切换。

其中，所述拍频信号具有同相分量和正交分量，第一数据采集模块采集该同向分量、正交分量和所述扫频控制电压信号，并输出至控制器。

其中，所述校准组件还包括窄带滤波器，第二同相正交解调器，所述第二混频器输出至窄带滤波器，窄带滤波器的通带中心频率与本振源产生频率相等，第二同相正交解调器用于提取该窄带滤波器输出信号的同相分量和正交分量，第二数据采集模块用于将第二同相正交解调器输出的信号数字化，并传输给控制器。

其中，扫频微波源的核心部件为压控振荡器。

微波反射仪安装在聚变装置上以后，在装置运行间隙可以进行校准操作。由于此时装置内无等离子体，因此微波信号发射后经装置内壁直接反射，测量结果相对比较恒定，校准操作即在此环境下进行。微波反射仪在线自动校准的步骤如下：

步骤一、测量触发信号与扫频微波信号、拍频信号之间的时间延迟。由控制器生成一个高度为V₁，宽度为T₁的脉冲波形输出给任意波形发生器，由其载入存储器。控制器指令时钟同步模块生成触发信号输出给任意波形发生器和时间数字转换器。任意波形发生器收到触发信号后立即输出存储器中的脉冲波形。同时，时间数字转换器在通道1将触发信号作为起始信号开始计时，将任意波形发生器输出的脉冲信号作为停止信号停止计时。在通道2，时间数字转换器将触发信号作为起始信号开始计时，将第一同相正交解调器输出的同相信号经甄别后作为停止信号停止计时。时间数字转换器在通道1得到的计时结果T_{D_SWEEP}即为触发信号与扫频信号之间的时间延迟，在通道2得到的计时结果T_{D_BEAT}即为触发信号与拍频信号之间的时间延迟。为减小误差，以上测量过程需重复多次，取平均结果。

步骤二、测量参考信号与反射信号之间的时间延迟。通常情况下，为减小中频频率，需要缩小参考信号与反射信号之间的时间延迟，因此参考信号需经延迟线到达混频器，但是太小的时间延迟给测量带来很大困难。为了校准需要，将延迟线修改为可由编程控制的可编程延迟线，可在长同轴电缆和短同轴电缆之间切换，由控制器控制其进行切换。在此步骤中，由控制器指令可编程延迟线由长同轴电缆切换为短同轴电缆，从而增加参考信号与反射信号之间的时间延迟。由控制器生成一个高度为V₂，宽度为T₂窄脉冲波形输出给任意波形发生器，由其载入存储器，其中T₂应小于预估的发射信号与反射信号之间的时间延迟。控制器指令时钟同步模块生成触发信号输出给任意波形发生器和第一数据采集模块。任意波形发生器收到触发信号后立即将窄脉冲波形输出，同时第一数据采集模块开始采集数据。参考信号上通过延迟线先到达混频器，而反射信号则经过波导传输和装置内反射，后到达混频器。经过混频后会在拍频信号上产生两簇波形。由第一数据采集模块采集拍频信号后，提取信号的上包络，并进行寻峰计算，两个峰值之间的时间间隔T_{D_TOF_NL}即为参考信号与反射信号之间的时间延迟。为减小误差，以上测量过程需重复多次，取平均结果。最后，控制器指令可编程延迟线由短同轴电缆切换回长同轴电缆。参考信号与反射信号之间的时间延迟也由T_{D_TOF_NL}减去电缆长度差导致的延迟T_LINE获得，即T_{D_TOF}＝T_{D_TOF_NL}-T_LINE。

步骤三、对微波源动态工作曲线进行测量。控制器生成一个从0V扫描至V_FS的线性扫描波形，传输给任意波形发生器，并由其进行存储，其中V_FS对应了扫频微波源的最高输出频率对应的控制电压。控制器指令频率综合源输出一个固定频率的微波信号。控制器指令时钟同步模块产生触发信号输出至任意波形发生器和和第二数据采集模块。任意波形发生器收到触发信号后立即输出线性扫描波形。由于第二混频器将扫频微波源输出的频率为F_P(T)的扫频信号与频率综合源输出的频率为F_FIX的固定频率信号进行混频，同时输出设置了窄带滤波器，因此只有当混频器输出频率落在通带范围(F_BC-ΔB/2≤|F_P(T)-F_FIX|≤F_BC+ΔB/2)内的信号才能被第二数据采集模块采集。信号通过第二同相正交解调器以后，提取信号的同相和正交分量。第二数据采集模块负责采集同相分量I(T)和正交分量Q(T)，以及线性扫描信号V(T)。同相分量和正交分量合成复信号以后，将复信号的幅度值提取，生成幅值信号A(T)。在A(T)存在两个峰值，利用寻峰算法获得两个峰值的所在时刻。查询线性扫描信号V(T)，两个峰值所在时刻对应的扫描电压分别为V_S1和V_S2。V_S1对应了频率F_P(T)＝F_FIX-F_BC，V_S2对应了频率F_P(T)＝F_FIX+F_BC，因此两个电压之间的中心点电压V_S＝(V_S1+V_S2)/2就对应了频率F_FIX。由此得出扫频微波源输出频率为F_FIX时的工作电压为V_S。为减小误差，以上测量过程需重复进行多次，取平均值为测量结果。在完成频率F_FIX对应的工作电压测量之后，由控制器控制频率综合源将F_S按照一定步进值增加，重复本步骤，直到完成扫频微波源整个输出频率范围内的工作电压测量，从而得到扫频微波源的动态工作曲线。

步骤四、对拍频信号进行校准。控制器利用步骤三得到的扫频微波源动态工作曲线，按照扫频周期T_SWEEP，等频率间隔，生成扫频控制波形W_SWEEP，其中波形的点数n由扫频周期T_SWEEP和任意波形发生器的数据率F_DAC决定，即n＝T_SWEEP*F_DAC。控制器将W_SWEEP发送给任意波形发生器，并由其进行存储。控制器指令时钟同步模块产生触发信号输出给任意波形发生器和第一数据采集模块。任意波形发生器收到触发信号后立即将W_SWEEP输出。第一数据采集模块收到触发信号后立即开始采集任意波形发生器输出的扫频控制电压信号和同相正交解调器输出的拍频信号，采集时长T_SAMPLE应大于等于T_{D_BEAT}+T_{D_TOF}+T_SWEEP，这样才能保证将完整的拍频信号记录下来。将采集到的扫频控制电压信号记为S_SWEEP，采集到的拍频信号记为S_BEAT，采样点个数由采样时长T_SAMPLE和第一数据采集模块的采样率F_ADC决定，即T_SAMPLE*F_ADC。为了将数据进行对齐分析，首先将S_SWEEP的前面长度为T_{D_SWEEP}*F_ADC的数据截去，然后再剩余数据中取前M＝T_SWEEP*F_ADC个点，这样截取后的数据记为S_{SWEEP_S}，该数据中保存了扫频控制电压的所有信息。拍频信号是由参考信号和反射信号混频得来的，由于这两个信号之间具有时间延迟T_{D_TOF}，导致拍频信号的长度会比扫频周期T_SWEEP增加一段时间长度T_{D_TOF}。对于整个拍频信号来说，前面一段时长为T_{D_TOF}的信号是由参考信号与反射回来的定频信号混频而来的，而最后一段时长为T_{D_TOF}的信号是由已变成定频的参考信号和反射回来的扫频信号混频而来，都不具备校准的实际意义，因此这两段信号在校准过程中都不会使用。为了与扫频控制电压信号对齐，将S_BEAT中前T_{D_BEAT}*F_ADC个数据截去，然后在剩余的信号中，截取前M＝T_SWEEP*F_ADC个点，这样截取后的数据记为S_{BEAT_S}。在S_{BEAT_S}中，保留了拍频信号前面一段长度为T_{D_TOF}的信号，而截去了后面一段长度为T_{D_TOF}的信号，这种做法是为了便于和扫频控制电压信号对齐，有利于进行分析。对S_{BEAT_S}进行快速傅里叶变换，加窗，窗口宽度w，步长1，获得其时间频率谱FS_{BEAT_S}。将S_{SWEEP_S}复制一份，记为S_{SWEEP_FIX}，用于存储修正后的扫频控制波形。FS_{BEAT_S}和S_{SWEEP_S}中的数据点个数为M，从第M个数据开始计算，对FS_{BEAT_S}(M)进行寻峰，获取其频率谱中的最大分量，其对应频率F_B(M)即为拍频频率。拍频频率实际上是由M点时刻处的参考信号和反射信号混频而来，M点处的参考信号频率由扫频控制电压S_{SWEEP_S}(M)决定，而反射信号频率是由T_{D_TOF}之前的扫频控制电压S_{SWEEP_S}(M-Δm)决定的，其中Δm＝T_{D_TOF}*F_ADC。由于反射信号经过波导传输以后产生了色散，因此发生了频率漂移，我们需要通过修改S_{SWEEP_S}(M-Δm)来修正拍频频率。具体的修正过程如下所述。现将根据修正后的扫频控制电压S_{SWEEP_FIX}(M)和微波源扫频控制曲线，可以计算得到M点处的参考信号理想频率为F_{P_LO_FIX}(M)，再结合理想拍频F_{B_FIX}＝(dF_P/dt)*T_{D_TOF}可以得到此处反射信号的理想频率应该为F_{P_RF_FIX}(M)＝F_{P_LO_FIX}(M)-F_{B_FIX}。根据扫频控制电压S_SWEEP(M)和微波源扫频控制曲线，可以计算得到M点处的参考信号实际频率为F_{P_LO}(M)，再结合实际拍频F_B，可以得到此处反射信号的实际频率为F_{P_RF}(M)＝F_{P_LO}(M)-F_B。反射信号的理想频率与实际频率的差值为为F_{P_RF_FIX}(M)-F_{P_RF}(M)。由于差值是经过T_{D_TOF}累积形成的，因此要将修正频率均摊到Δm个扫频点上，得到修正系数：η＝1+[F_{P_RF_FIX}(M)-F_{P_RF}(M)]/(F_{P_RF}(M)Δm。根据扫频控制电压S_{SWEEP_S}(M-Δm)和微波源扫频控制曲线，得到该处的原探测频率为F_P(M-Δm)，与修正系数η相乘得到修正后的频率为F_{P_FIX}(M-Δm)＝η*F_P(M-Δm)，再次查询微波源扫频控制曲线，将F_{P_FIX}(M-Δm)换算为电压值，填入修正后的扫频控制电压S_{SWEEP_FIX}(M-Δm)。至此，第M个点处的拍频修正完毕，以此类推，逐个修正第M-1，M-2，直至第Δm+1个点。之所以在Δm+1个点处结束，是因为在第Δm+1个点处，实际修正的就是S_{SWEEP_FIX}(1)，已经修正完毕。最后控制器将得到的S_{SWEEP_FIX}写入任意波形发生器，并由其进行存储。由于单次校准可能效果还无法达到要求，此步骤需重复多次，直至各探测点拍频误差均小于阈值。至此，所有修正步骤全部结束。

本发明的有益效果如下：

一、本发明在校准过程中，充分考虑了信号在传输线***中的各种延时，对校准数据进行了精确对齐，提高了校准的准确性。

二、本发明提出的校准结构，可以利用对控制器进行编程自动完成校准过程，期间不存在任何电路连接切换，无需人工介入。

三、本发明完全融入微波反射仪原有***中，与反射仪形成一个整体，校准组件不影响微波反射仪本身的探测性能。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，结合附图对本发明做详细描述。

图1为本发明所述的具有在线自动校准功能的微波反射仪整体结构图。

具体实施方式

下面将参照附图来描述本发明的实施例。但是应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。以下，以一具体的微波反射仪装置及其校准过程来说明本发明的实施例。

图1为本发明所述的具有在线自动校准功能的微波反射仪整体结构图。该具有在线自动校准功能的微波反射仪，是在微波反射仪本体基础上增加了校准组件。微波反射仪本体是典型的连续波频率调制工作方式，具体的，微波反射仪本体由扫频微波源101，任意波形发生器102，第一定向耦合器103，本振源104，单边带调制器105，功分器106，第一倍频器107，第二倍频器108，第三倍频器109，功率放大器110，第一混频器111，第一同相正交解调器112，发射天线113，接收天线114，第一数据采集模块115，控制器116组成。微波反射仪本体的工作方式如下：扫频微波源101核心部件为压控振荡器，在任意波形发生器102产生的扫频控制电压信号控制下产生一个频率随电压变化的扫频微波信号，其发射频率为F_P(t)。本振源104产生一个具有固定频率的基带信号，其频率为F_L。功分器106用于将本振信号分成多路输出。第一定向耦合器103用于将扫频微波源产生的微波信号分为两部分，大部分功率称为探测信号，用于发射至等离子，小部分功率称为参考信号，用于与回波信号进行混频，实现外差测量。单边带调制器105用于将频率为F_L的基带信号合成至扫频微波信号，产生频率为F_P(t)+F_L的上边带信号。倍频器用于将微波信号频率按照一定系数M倍增，第一倍频器107用于将上边带信号频率F_P(t)+F_L倍频至频率M*F_P(t)+M*F_L，第二倍频器108用于将参考信号频率F_P(t)倍增至M*F_P(t)，第三倍频器109用于将本振信号频率F_L倍频至M*F_L。功率放大器110用于将微波信号功率放大，以便于用于发射。发射天线113用于将探测信号发射至等离子体。探测信号传输至等离子体截止层时，产生反射。接收天线114用于接收从等离子体截止层反射回的反射信号。第一混频器111用于将参考信号与反射信号进行混频，由于经过了传输，反射信号的频率变为M*F_P(t+Δt)+M*F_L，而参考信号的频率为M*F_P(t)，则经过混频可以获得频率为M*F_P(t+Δt)+M*F_L-M*F_P(t)的中频信号。第一同相正交解调器112用于将中频信号进行进一步地复混频，由基带信号与中频信号进行混频，获得频率为F_B＝M*F_P(t+Δt)-M*F_P(t)的拍频信号。经过复混频后，输出的拍频信号具有同相分量和正交分量，便于进一步进行时频分析，减少信号混叠带来的噪声。第一数据采集模块115采集第一同相正交解调器112输出的同相正交信号和任意波形发生器102产生的电压控制信号，并输出给控制器116。

校准组件包括第二定向耦合器201，频率综合源202，第二混频器203，窄带滤波器204，第二同相正交解调器205，第二数据采集模块206，时间数字转换器207，可编程延迟线208，时钟同步模块209。第二定向耦合器201主要用于从扫频微波源输出的频率为F_P(t)的信号中分离出一小部分功率作为校准信号。频率综合源202用于产生一个固定频率F_S的微波信号。第二混频器203用于将频率为F_P(t)的校准信号和频率为F_S的固定频率信号进行混频，产生二者的差频信号，其频率为|F_P(t)-F_S|。窄带滤波器204的通带中心频率为F_BC，通带宽度为ΔB。为便于利用本振源104的信号进行同相和正交解调，F_BC应与本振源104的频率F_L相等。只有当第二混频器203输出的差频信号频率满足|F_P(t)-F_S|大于等于F_BC-ΔB/2，小于等于F_BC+ΔB/2时才允许通过。第二同相正交解调器205用于提取信号的同相分量和正交分量。第二数据采集模块206用于将窄带滤波器204输出的信号数字化，并传输给控制器116。时间数字转换器207用于测量触发信号与扫频信号、拍频信号之间的时间延迟。可编程延迟线208用于调整参考信号的延迟时间，其通过两个微波开关切换，实现不同长度同轴电缆的调整。时钟同步模块209用于为任意波形发生器102和第一数据采集模块115提供触发信号和时钟信号，便于信号和数据能够在时间轴上对齐。

为了保证工作同步，时钟同步模块209与任意波形发生器102、第二数据采集模块206、时间数字转换器207、第二数据采集模块115使用同样长度的同轴电缆连接。任意波形发生器102与扫频微波源101、数据采集模块206使用通常长度的同轴电缆连接。

为了提高***集成度，第二数据采集模块206、时间数字转换器207和时钟同步模块209和任意波形发生器102集成在一块印刷电路板上实现，可以减小校准装置对微波反射仪***的空间占用。该电路板以现场可编程逻辑阵列(FPGA)芯片为核心，结合***芯片实现上述模块功能。具体地，第二数据采集模块206由片外的放大滤波电路、模拟数字转换器(ADC)、片外存储器和片内的写入逻辑、缓存器、读取逻辑组成。任意波形发生器102由片外的放大滤波电路、数字模拟转换器和片内的读取逻辑、存储器组成。时钟同步模块由片外的输出缓冲器、时钟缓冲器和片内的时序产生逻辑、时钟模块组成。时间数字转换器207由片外的比较器、输入缓冲器和片内的计数器、延迟链、编码器、缓存器组成。时间数字转换器的具体工作方式为：计数器负责根据时钟信号的上升沿进行计数，用以记录信号输入的粗时刻，该时间分辨率由时钟周期决定。延迟链由一长条收尾相接的进位链结构组成，当信号在两个时钟周期之间输入时，其上升沿在链条中传播，链条上各个进位链结构的输出口随着上升沿的通过依次由0变为1，当信号传递到延迟链中某一位置时，时钟上升沿到达，锁定个进位链的输出口，通过计算进位链输出口上1的个数，就可以得知在一个时钟周期内经过了多少个进位链结构，而各进位链结构的延时大致是相等的，因此可以推算处输入信号到达延迟链入口的时距离上一个时钟上升沿的具体时间，在结合计数器的粗计时结果，可以得知一个信号到达的准确时间。

其中，上述扫描微波仪扫频范围为50-70GHz，扫频微波源工作频率范围为12.5至17.5GHz，对应控制电压范围是0至20V，倍频器的倍频系数为4，扫频周期为8微秒，扫频重复频率为100KHz，设计中频为50MHz。任意波形发生器102的采样率为250MSPS。第二数据采集模块115采样率为250MSPS，输入带宽为125MHz。

校准组件参数如下：定向耦合器201耦合度为-15dB，频率综合源202输出范围为100KHz至20GHz，第二混频器203工作频率范围为2-18GHz，窄带滤波器204中心频率为100MHz，带宽20MHz，第二数据采集模块206采样率为1GSPS，输入带宽为500MHz。时间数字转换器中，粗计数时钟为250MHz，时间分辨为4ns，单个进位链平均延迟为40ps，因此最小时间分辨为40ps，可编程延迟线208中使用的微波开关工作频率为DC-40GHz，插损为0.4dB@18GHz，切换时间为15ms，两根同轴电缆长度分别为9.0米和0.5米。时钟同步模块209内置恒温晶振，输出同步时钟频率为10MHz。

以下为微波反射仪自动校准的具体步骤：

步骤一、测量触发信号与扫频信号、拍频信号之间的时间延迟。由控制器生成一个高度为1V，宽度为50ns的脉冲波形输出给任意波形发生器102，由其载入存储器。控制器116指令时钟同步模块209生成触发信号输出给任意波形发生器102和时间数字转换器207。任意波形发生器102收到触发信号后立即输出存储器中的脉冲波形。同时，时间数字转换器207在通道1将触发信号作为起始信号开始计时，将任意波形发生器输出的脉冲信号作为停止信号停止计时，多次测量取平均后，测得时间间隔为T_{D_SWEEP}＝1.240n。在通道2，时间数字转换器207将触发信号作为起始信号开始计时，将第一同相正交解调器112输出的同相信号经甄别后作为停止信号停止计时，多次测量取平均后，测得时间间隔为T_{D_BEAT}＝42.360ns。

步骤二、测量参考信号与反射信号之间的时间延迟。控制器指令116可编程延迟线208由9.0米同轴电缆切换为0.5米同轴电缆，从而增加参考信号与反射信号之间的时间延迟。由控制器116生成一个高度为1V，宽度为10ns窄脉冲波形输出给任意波形发生器102，由其载入存储器。控制器116指令时钟同步模块生209成触发信号输出给任意波形发生器102和第一数据采集模块115。任意波形发生器102收到触发信号后立即将窄脉冲波形输出，同时第一数据采集模块115开始以1GSPS采样率采集数据。参考信号上通过延迟线先到达混频器，而反射信号则经过波导传输和装置内反射，后到达混频器。经过混频后会在拍频信号上产生两簇波形。由第一数据采集模块115采集拍频信号后，提取信号的上包络，并进行寻峰计算，两个峰值之间的时间间隔T_{D_TOF_NL}即为参考信号与反射信号之间的时间延迟。经多次测量取平均后，T_{D_TOF_NL}＝60.132ns。最后，控制器116指令可编程延迟线208由短同轴电缆切换回长同轴电缆。电缆长度差为8.5米，每米的延迟为4.7ns，导致的延迟T_LINE＝39.95ns，即T_{D_TOF}＝60.132-39.950＝20.182ns。

步骤三、对微波源动态工作曲线进行测量。控制器116生成一个从0V扫描至20V的线性扫描波形，传输给任意波形发生器，并由其进行存储。控制器116指令频率综合源202输出一个固定频率12.625GHz的微波信号。控制器116指令时钟同步模块209产生触发信号输出至任意波形发生器102和第二数据采集模块206。任意波形发生器102收到触发信号立即输出线性扫描波形，同时第二数据采集模块206采集由第二混频器203输出后，经窄带滤波器204的混频信号，以及1任意波形发生器02产生的线性扫描信号。在采集到的复信号上，其信号幅度存在两个峰值，利用寻峰算法获得两个峰值的位置，两个峰值对应的时刻的扫描电压分别为0.110V和0.923V。其中0.110V对应了频率12.625-0.100＝12.525GHz，0.923V对应了频率12.625+0.100＝12.725GHz，因此两个电压之间的中心点电压V_S＝(0.110+0.923)/2＝0.517V就对应了频率12.625GHz。由此得出扫频微波源输出频率为12.625GHz时的工作电压为0.517V。为减小误差，以上测量过程需重复进行多次，取平均值为测量结果。由控制器116控制频率综合源202将F_S按照0.005GHz步进值增加，重复本步骤，直到完成扫频微波源整个输出频率范围内的工作电压测量，从而得到扫频微波源的工作电压与输出频率之间的对应关系，即动态工作曲线。

步骤四、对拍频信号进行校准。控制器116利用步骤三得到的扫频微波源动态工作曲线，按等频率间隔，插值生成长度为2000个点的扫频控制波形W_SWEEP，由于任意波形发生器的采样率为1GSPS，因此输出的波形对应的扫频周期为8us。控制器116将W_SWEEP发送给任意波形发生器，并由其进行存储。控制器116指令209时钟同步模块产生触发信号输出给任意波形发生器102和第一数据采集模块115。任意波形发生器102收到触发信号后立即将W_SWEEP输出。第一数据采集模块115收到触发信号后立即开始采集任意波形发生器102输出的扫频控制电压信号和同相正交解调器112输出的拍频信号，采集时长为10us。将采集到的扫频控制电压信号记为S_SWEEP，采集到的拍频信号记为S_BEAT，采样点个数为2500。下面进行数据对齐，由于T_{D_SWEEP}＝1.240ns小于采样周期4ns，因此S_SWEEP前端数据无需处理，只需将S_SWEEP中前T_SWEEP*F_ADC＝8us*250MSPS＝2000个点截取，这样截取后的数据记为S_{SWEEP_S}，该数据中保存了扫频控制电压的所有信息。为了与扫频控制电压信号对齐，将S_BEAT中前T_{D_BEAT}*F_ADC＝42.360ns*250MSPS≈10个数据截去，然后在剩余的信号中，截取前2000个点，这样截取后的数据记为S_{BEAT_S}。对S_{BEAT_S}进行快速傅里叶变换，加窗，窗口宽度32，步长1，获得其时间频率谱FS_{BEAT_S}。将S_{SWEEP_S}复制一份，记为S_{SWEEP_FIX}，用于存储修正后的扫频控制波形。从第2000个数据开始计算，对FS_{BEAT_S}(2000)进行寻峰，获取其频率谱中的最大分量，其对应频率F_B(2000)＝48.325MHz即为拍频频率。拍频频率实际上是由2000点时刻处的参考信号和反射信号混频而来，2000点处的参考信号频率由扫频控制电压S_{SWEEP_S}(2000)决定，而反射信号频率是第2000点之前的Δm＝T_{D_TOF}*F_ADC＝5个点的扫频控制电压S_{SWEEP_S}(1995)决定的。由于反射信号经过波导传输以后产生了色散，因此发生了频率漂移，我们需要通过修改S_{SWEEP_S}(1995)来修正拍频频率。具体的修正过程如下所述。现将根据修正后的扫频控制电压S_{SWEEP_FIX}(2000)和微波源扫频控制曲线，可以计算得到2000点处的参考信号理想频率为F_{P_LO_FIX}(2000)＝17.5GHz，再结合理想拍频50MHz，可以得到此处反射信号的理想频率应该为F_{P_RF_FIX}(2000)＝17.5GHz-0.050GHz＝17.450GHz。根据扫频控制电压S_SWEEP(2000)和微波源扫频控制曲线，可以计算得到2000点处的参考信号实际频率为F_{P_LO}(2000)＝17.5GHz，再结合实际拍频48.325MHz，可以得到此处反射信号的实际频率为F_{P_RF}(M)＝17.5GHz-0.048325GHz＝17.451675GHz。反射信号的理想频率与实际频率的差值为F_{P_RF_FIX}(2000)-F_{P_RF}(2000)＝17.450GHz-17.451675GHz＝-0.001675GHz。由于差值是经过T_{D_TOF}累积形成的，因此要将修正频率均摊到5个扫频点上，得到修正系数η＝1+[F_{P_RF_FIX}(M)-F_{P_RF}(M)]/(F_{P_RF}(M)Δm)＝1-0.001675GHz/(17.451675GHz*5)＝0.99998。根据扫频控制电压S_{SWEEP_S}(1995)和微波源扫频控制曲线，得到该处的原探测频率为F_P(1995)，与修正系数η相乘得到修正后的频率为F_{P_FIX}(1995)＝0.99998F_P(1995)，再次查询微波源扫频控制曲线，将F_{P_FIX}(1995)换算为电压值，填入修正后的扫频控制电压S_{SWEEP_FIX}(1995)。至此，第2000个点处的拍频修正完毕，以此类推，逐个修正第1999，1998，直至第6个点。之所以在6个点处结束，是因为在第6个点处，实际修正的就是S_{SWEEP_FIX}(1)，已经修正完毕。值得一提的是，当修正第1995个点时，此时用来计算参考信号理想频率的S_{SWEEP_FIX}(1995)已经在第2000个点时进行了修改，这里用的是修改后的数据来对1995个点进行修正，比起使用未修改的数据进行修正，这样可以加快修正的速度。最后控制器116将得到的S_{SWEEP_FIX}写入任意波形发生器102，并由其进行存储。由于单次校准可能效果还无法达到要求，此步骤需重复多次，直至各探测点拍频误差均小于1％。至此，所有修正步骤全部结束。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，这些实施例仅仅是为了说明的目的，而并非为了限制本发明的范围。本发明的范围由所附权利要求及其等价物限定。不脱离本发明的范围，本领域技术人员可以做出多种替代和修改，这些替代和修改都应落在本发明的范围之内。

Claims (8)

1.一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，包括微波反射仪本体，微波反射仪本体包括扫频微波源(101)，任意波形发生器(102)，第一定向耦合器(103)，本振源(104)，单边带调制器(105)，功分器(106)，第一混频器(111)，第一同相正交解调器(112)，第一数据采集模块(115)，控制器(116)，其中，扫频微波源(101)在任意波形发生器(102)产生的扫频控制电压信号控制下产生扫频微波信号，本振源(104)产生具有固定频率的基带信号，功分器(106)将基带信号分成多路输出，第一定向耦合器(103)将所述扫频微波信号分为探测信号和参考信号两部分，单边带调制器(105)将基带信号与探测信号合成产生上边带信号，上边带信号发射至等离子体，接收天线(114)接收从等离子体截止层反射回的反射信号；第一混频器(111)将所述参考信号与反射信号进行混频，获得中频信号，第一同相正交解调器(112)将所述中频信号与基带信号进行复混频，获得拍频信号，其特征在于：

还包括校准组件，该校准组件包括第二定向耦合器(201)，频率综合源(202)，第二混频器(203)，第二数据采集模块(206)，时间数字转换器(207)，时钟同步模块(209)，其中，第二定向耦合器(201)从扫频微波源(101)输出的扫频微波信号中分离出一部分作为校准信号，频率综合源(202)产生一个具有固定频率的微波信号，第二混频器(203)用于将校准信号和所述具有固定频率的微波信号进行混频，产生二者的差频信号，第二数据采集模块(206)被配置为基于所述差频信号获得扫频微波源(101)的工作电压构成的动态工作曲线，时钟同步模块(209)受控制器控制生成触发信号，时间数字转换器(207)被配置为测量触发信号与扫频微波信号之间的第一时间延迟、以及触发信号与拍频信号之间的第二时间延迟，第一数据采集模块(115)被配置为测量参考信号与反射信号之间的第三时间延迟，控制器(116)被配置为与任意波形发生器(102)连接，并利用所述动态工作曲线，以及基于所述第一、第二和第三时间延迟修正任意波形发生器(102)输出的扫频控制电压，从而修正所述拍频信号。

2.根据权利要求1所述的一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，其特征在于：扫频微波源(101)在任意波形发生器(102)产生的扫频控制电压信号控制下产生频率随电压变化的所述扫频微波信号。

3.根据权利要求1所述的一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，其特征在于：该微波反射仪本体还包括第一倍频器(107)，第二倍频器(108)，第三倍频器(109)，第一倍频器(107)用于对上边带信号倍频，第二倍频器(108)用于对参考信号倍频，第三倍频器(109)用于对基带信号倍频，倍频后的上边带信号发射至等离子体，第一混频器(111)将第二倍频器输出的参考信号与反射信号进行混频，第一同相正交解调器(112)将中频信号与第三倍频器输出的基带信号进行复混频。

4.根据权利要求1所述的一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，其特征在于：所述校准组件还包括可编程延迟线(208)，该可编程延迟线(208)用于调整第一定向耦合器(103)输出的参考信号的延迟时间，其通过两个微波开关切换，实现不同长度的同轴电缆的切换。

5.根据权利要求1所述的一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，其特征在于：所述拍频信号具有同相分量和正交分量，第一数据采集模块(115)采集该同相 分量、正交分量和所述扫频控制电压信号，并输出至控制器(116)。

6.根据权利要求1所述的一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，其特征在于：所述校准组件还包括窄带滤波器(204)，第二同相正交解调器(205)，所述第二混频器(203)输出至窄带滤波器(204)，窄带滤波器(204)的通带中心频率与本振源(104)产生频率相等，第二同相正交解调器(205)用于提取该窄带滤波器(204)输出信号的同相分量和正交分量，第二数据采集模块(206)用于将第二同相正交解调器(205)输出的信号数字化，并传输给控制器(116)。

7.根据权利要求1所述的一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，其特征在于：扫频微波源(101)的核心部件为压控振荡器。

8.根据权利要求1所述的一种具有在线自动校准功能的微波反射仪，其特征在于：第二数据采集模块(206)、时间数字转换器(207)和时钟同步模块(209)和任意波形发生器(102)集成在一块印刷电路板上。

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