CN113341378A - 基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法 - Google Patents

基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，属于雷达信号侦察以及信号检测技术领域。针对接收宽带Chirp信号、窄带Chirp信号和二相编码信号，使用基于奇型组与偶型多相滤波器组的信道化结构进行一级信道化接收，对接收信号的频谱能量进行平滑处理、剔除虚假信号、差分熵检测、判决宽窄信号以及参数估计，得到跨道数目和信号参数；根据跨道数目，进行信道匹配，选取跨道数目较少的信道化结构；根据信号参数，进行二级信道化接收，对宽带信号进行信道合并，对窄带信号进行自适应频带细分，并进行二级信道检测，提取出有效信号。所述方法具有全概率接收、实时性高、检测准确度高、可检测低信噪比复杂信号以及过滤噪声能力强的优势。

Description

基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法
技术领域
本发明涉及基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，属于雷达信号侦察以及信号检测技术领域。
背景技术
现代高科技电子战中，复杂电磁空间中的未知辐射源数量多、信号形式多种多样、信号频率分布范围宽、噪声较大，这使得收集战场电磁环境信息的工作变得困难。传统的数字接收机必须要用高速的DSP处理高速的ADC采样数据，而目前的DSP处理数据效率较低，会出现数据丢失的现象，不满足实时性。基于多相滤波器的数字信道化接收机是一种高效的降数据率的技术，它不仅能够使得ADC与DSP数据处理速度相匹配，而且它的所有运算都置于数据抽取之后，加强了***运算的实时性。
近年来，研究人员将分析和综合滤波器组以及信号检测方法用于信道化接收，提出动态信道化接收技术。然而，大多数信道化接收技术都是固定信道结构，难以同时处理窄带与宽带信号，灵活性不足；对于监视频段内的窄带信号，接收时存在跨信道的情况，而且难以进一步细分监视频段以提高信号信噪比；在低信噪比的情况下，目前的信号检测方法很难准确检测出目标信号所在信道，且容易将虚假信号输出。
本发明的目的是致力于解决上述分析和综合滤波器组以及检测方法的技术缺陷，提出了基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有基于分析和综合滤波器组的信道化方法用于接收雷达信号时，存在不能同时处理窄带与宽带信号、接收窄带信号时易跨信道且难以进一步频段细分、低信噪比下检测准确率低的技术问题，提出了基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法。
为了达到上述目的，本发明采取如下技术方案：
所述自适应信道化接收方法依托的自适应信道化接收***，包含：一级信道化接收模块、一级信道检测和估计模块、信道匹配模块、二级自适应信道化接收模块以及二级信道检测模块；
其中，一级信道化接收模块包含固定相同带宽的奇型多相滤波器组和偶型多相滤波器组；信道检测和估计模块包括信道检测子模块和频谱感知子模块；二级自适应信道化接收模块包含多信道合并模块与动态信道化模块；
所述自适应信道化接收***中各模块的连接关系如下：
一级信道化接收模块与一级信道检测和估计模块以及信道匹配模块相连，一级信道检测和估计模块分别与一级信道化接收模块、信道匹配模块以及二级自适应信道化接收模块相连，二级自适应信道化接收模块与二级信道检测模块相连；
为有效防止跨道现象的发生，奇型多相滤波器组的接收盲区正好是偶型多相滤波器组的通带中心，偶型多相滤波器组的接收盲区正好是奇型多相滤波器组的通带中心；信道检测子模块采用频谱差分熵检测信道有无信号，并利用频谱突变特征剔除由于滤波器的过渡带带来的虚假信号，解决了低信噪比情况下漏检率较高的问题；频谱感知子模块采用短时傅里叶变换技术提取信号的中心频率和带宽信息，它时域频域分辨率良好，能较大提升弱信号的信噪比；
信道匹配模块根据信道检测子模块的结果，选择一级信道化模块中跨信道数较少的那一套滤波器组；信道合并模块利用综合滤波器组对一级信道化模块的输出进行宽带信号的合并，动态信道化模块能够根据频谱感知结果自适应地调整分析滤波器组的结构，最大化提升窄带信号的信噪比；二级信道检测模块同样利用频谱差分熵检测进行检测。
所述自适应信道化接收方法，包括一级信道化接收、一级信道检测和估计、信道匹配、二级信道化自适应接收与二级信道检测阶段，具体为：
步骤1：一级信道化接收阶段，即构建一级信道化接收模块，又包括构建复杂电磁环境以及构建多相滤波器组两个子步骤，具体为：
步骤1.1：构建复杂电磁环境，包括不同类型的宽带和窄带雷达信号，且雷达信号载频处于侦察接收机的监视频段内；
步骤1.2：构建多相滤波器组；
其中，多相滤波器组包括奇型多相滤波器组和偶型多相滤波器组，两种多相滤波器组的构建过程如下：
步骤1.2.1：将侦察接收机接收的信号进行D/2倍降数据率处理，即对步骤1.1中的雷达信号进行采样，得到的数字串行信号进行连续延时处理，得到D路并行高速信号，对每路信号做D/2倍抽取操作，得到D路降数据率的并行信号；
其中，D为信道个数且为偶数；构建奇型多相滤波器时，每路数据乘以因子
Figure BDA0003018228460000031
其中，m为每个信道数据采样点标号，j为虚数单位；
步骤1.2.2：构建原型低通滤波器，选用数字FIR等波纹低通滤波器，其阻带截止频率fs为通带3dB截止频率fp的两倍，根据多相滤波器组的50％交叠比选择原型滤波器的阶数；
步骤1.2.3：对步骤1.2.2中的原型滤波器进行D倍抽取和2倍零值内插操作，以1：D的比例进行解串，得到D组滤波器系数，对步骤1.2.1得到并行数据低通滤波；
其中，构建奇型多相滤波器时，每路数据乘以因子
Figure BDA0003018228460000032
其中，p为信道标号，且p的取值范围为0到D-1；
步骤1.2.4：将滤波后的并行数据输入到IFFT模块进行D点IFFT处理；
步骤1.2.5：IFFT处理之后，标号为奇数的信道乘以因子(-1)m；
步骤2：一级信道检测和估计阶段，即构建一级信道检测和估计模块，又包含信道检测阶段、宽窄信号判决阶段及频谱感知阶段，具体包括如下子步骤：
步骤2.1：信道频域检测，将存在有效信号的信道提取出来，又包括以下子步骤：
步骤2.1.1：对子信道输出数据的频谱能量做连续滑窗处理，将得到的平均值作为该窗中心点的值，消除由于环境干扰和噪声带来的频谱抖动和毛刺；
步骤2.1.2：将平滑处理后的频域能量信号进行多级差分处理；
步骤2.1.3：剔除由低通滤波器的过渡带导致的虚假信号，具体为：检测每个信道的差分信号峰值所在的时刻，出现在(0，
Figure BDA0003018228460000033
)或(
Figure BDA0003018228460000034
L)时刻区间内，认为是虚假信号，被剔除；
其中，L为单信道信号采样点总个数；
步骤2.1.4：量化每个信道的差分信号，统计差分信号值出现在每个量化区间内概率，计算每个信道的差分熵；
步骤2.1.5：利用差分熵比值区分纯噪声信道和有效信号信道，记检测门限为Th1，记Hmin为差分熵的最小值，遍历k，若Hk/Hmin＞Th1，Hk为第k个信道的差分熵，则认为第k个信道存在有效信号，否则为纯噪声信道，记检测出的存在有效信号的信道个数为Num；
其中，Th1的范围为1到2，k的取值范围为0到D-1；
步骤2.2：对信道频谱进行双滑动窗能量检测，根据两个滑动窗内信号比值超过判决门限Th2的位置来判断信号边沿的位置，进而区分窄带信号和宽带信号；
其中，Th2的范围为1到3；
具体为：对于第k个信道，记第i个采样点前窗的能量E1k(i)，后窗的能量为E2k(i)，若E1k(i)/E2k(i)>Th2，则判决该时刻出现信号上升沿；否则E1k(i)/E2k(i)≤Th2，则判决该时刻出现信号下降沿，将上升沿与下降沿两两配对，若该配对出现在同一信道内，判决该信道信号为窄带信号，否则为宽带信号；
步骤2.3：将步骤2.2检测出的窄带信号，输入到STFT模块进行参数提取，得到信号载频和带宽信息；
其中，STFT，即短时傅里叶变换，英文全称为short-time Fourier transform；
至此，从步骤2.1到步骤2.3，完成了一级信道检测和估计阶段；
步骤3：信道匹配阶段，即构建信道匹配模块，具体为：根据步骤2.1检测出的存在有效信号的信道个数为Num，比较信号通过偶型多相滤波器组与奇型多相滤波器组的跨道数目，选取跨道数较少的那一套滤波器组作为信道化接收结构；
步骤4：二级自适应信道化接收阶段，即构建二级自适应信道化接收模块，包含多信道合并以及自适应信道化接收，具体包括如下步骤：
步骤4.1：保留宽带信号所在的信道信息，将其他信道置0，输入到多项滤波器的对偶结构进行信道合并，得到宽带信号；
步骤4.2：自适应信道化接收，具体跟据步骤2.2的频谱感知结果，构建自适应动态信道化接收结构进行信号频域细分，具体包含如下子步骤：
步骤4.2.1：计算二级信道化信道个数N，根据信道个数构造偶型多相滤波器组与奇型多相滤波器组，即先对一级信道化后的信道进行N/2倍抽取，然后通过滤波器组进行滤波，最后经过N点IFFT输出N个子信道数据，具体设计同步骤1.2；
步骤4.2.2：匹配信道，根据步骤2.3提取的窄带信号的载频与带宽，将窄带信号输入到步骤4.2.1构造的两套多相滤波器组中，比较两套滤波器组的跨道数目，选组跨道数较少的那一套作为二级信道化接收结构；
步骤5：二级信道检测阶段，即构建二级信道检测模块，具体为：
利用频谱差分熵检测进行二级信道检测，输出有效信号所在的信道。
有益效果
本发明是一种基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，与现有的信道化接收相比，具有如下有益效果：
1.采用偶型排列信道化与奇型排列信道化并联结构，一套滤波器组的接收盲区是另一套滤波器组的通频带，减少了跨道情况的发生，能够无盲区接收；
2.适用于复杂的电磁环境，可以同时处理窄带信号和宽带信号，并且根据具体的环境要求可以封装成可选的功能模块，具有很强灵活性；
3.通过静态与动态相结合的多级信道化结构，自适应地细分窄带信号所在的信道频段，有效提高了接收信号的信噪比；
4.采用频谱差分熵检测方法进行信道检测，减少了运算量，在频域检测降低了噪声的影响，能够检测到低信噪比的复杂脉冲信号；
5.采用双滑动窗能量检测方法区分窄带信号和宽带信号，具有很高的准确度。
附图说明
图1为本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法的流程示意图；
图2为本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法实施例1中输入雷达信号波形图；
图3为本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法实施例1中信道化接收结构图；
图4为本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法实施例1中信道检测结果图；
图5为本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法实施例1中信道合并结构图；
图6为本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法实施例1中输出信号1的波形图；
图7为本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法实施例1中输出信号2的波形图；
图8为本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法实施例1中输出信号3的波形图。
具体实施方式
为了更好的说明本方法的目的和优点，结合附图及具体实施例对本发明基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法的具体实施内容做进一步详细说明。
实施例1
在现代电子战中，未知辐射源数量大于2个，信号形式包含宽窄线性调频信号与二相编码信号，且信号信噪比较低，雷达侦察接收机尽量全概率接收监测频段内的敌方发射信号，而监视频带通常在1GHz以上，庞大的信号数据需要数字信道化结构进行降数据率处理，从而得到每个子信号的数据，为生成对应的干扰信号作参考。
本实施例阐述了本申请所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法在接收不同雷达信号的具体实施，本申请的实施流程图如图1所示。
本发明的输入信号为对0-2GHz的零中频信号进行临界采样的数字信号，信噪比为5dB，采样率为2.5GHz，如图2所示，图(2a)为输入信号时域图，(2b)为输入信号频域图，雷达信号参数和信号形式如表1所示：
表1输入的雷达信号参数
雷达序号 调制方式 中心频率(MHz) 带宽(MHz) 脉宽(μs)
1 线性调频信号 940 800 10
2 线性调频信号 300 150 10
3 二相编码信号 1863 23 10
本申请所提出的自适应信道化方法主要包含一级信道化接收、一级信道检测和估计、信道匹配、二级信道化自适应接收与二级信道检测阶段。以下是具体实施过程。
步骤1：一级信道化接收阶段，即构建一级信道化接收模块，采用固定均匀信道的奇、偶排列的信道化结构，对监视频段内的信号进行一级信道化接收；
步骤1.1：构建复杂电磁环境，对下变频后的0-2GHz监视频段进行临界采样，其中包括宽带Chirp信号、窄带Chirp信号以及基于13位巴克码的二相编码信号，信号具体参数如表1所示；
步骤1.2：构建基于偶型排列多相滤波器组的信道化结构，如图3的(3a)所示，该结构的通道个数表示为D，在本案例中固定为8，偶型排列的滤波器组如图(3c)所示，具体实施步骤如下：
步骤1.2.1：对输入雷达信号s(n)进行D/2倍抽取，也就是4倍抽取，得到抽取后的8个子信道信号：s0(m)、s1(m)、…s7(m)；
步骤1.2.2：构建高阶原型低通滤波器，其3dB截止频率为π/8，滤波器系数表示为h(n)，然后进行8倍抽取和2倍零值内插，得到8组滤波器系数：h0(m/2)、h1(m/2)、…h7(m/2)；
步骤1.2.3：对抽取后的子信道信号进行滤波，即第k个子信道信号sk(m)与hk(m/2)进行卷积，得到的第k个子信道信号xk(m)：
Figure BDA0003018228460000071
步骤1.2.4：将滤波后的并行数据输入到IFFT模块进行8点IFFT处理；
步骤1.2.5：对标号为奇数的子信道乘以因子(-1)m，得到8路信道化输出信号yk(m)(k＝0,1,…7)；
步骤1.3：构建基于奇型排列多相滤波器组的信道化结构，如图(3b)所示，该结构的通道个数与偶型排列信道个数相同，固定为8，奇型排列的滤波器组如图(3d)所示，具体实施步骤如下：
步骤1.3.1：对步骤1.2.1抽取后的信号进行调制，得到8路输出信号
Figure BDA0003018228460000072
表示为：
Figure BDA0003018228460000073
步骤1.3.2：对调制后的子信道信号进行滤波，即第k个子信道信号
Figure BDA0003018228460000074
与步骤1.2.2生成的hk(m/2)进行卷积，然后再进行调制，得到的第k个子信道信号
Figure BDA0003018228460000075
Figure BDA0003018228460000076
步骤1.3.4：将滤波后的并行数据输入到IFFT模块进行8点IFFT处理；
步骤1.3.5：对标号为奇数的子信道乘以因子(-1)m，得到8路信道化输出信号
Figure BDA0003018228460000077
步骤2：一级信道检测和估计阶段，即构建一级信道检测和估计模块，检测存在有效信号的子信道，并提取其雷达信号参数，具体为：对经过步骤1信道化接收后的并行信号频谱，进行消除毛刺、多级差分熵检测、检测宽窄信号以及参数提取处理，包括如下子步骤：
步骤2.1：对步骤1.2偶型排列信道化输出的各路信号先做FFT处理，取模平方后得到各路信号的频域能量数据Fk(i)(k＝0,1,…7)，如图4中的(4a)所示，然后对Fk(i)做能量连续滑窗处理，得到的平均值作为该窗中心点的值，如图(4b)所示；
其中，对于第k个信道，第i点平滑处理后的能量Yk(i)为：
Figure BDA0003018228460000081
其中，公式里window为平滑窗的宽度(window一般取10到40，与噪声大小有关)；
步骤2.2：将平滑处理后的频域能量信号进行多级差分处理，如图(4c)所示；其中，对于第k个信道，第i点多级差分处理后的差分值表示为：
Dk(i)＝Yk(i+m)-Yk(i) (5)
其中，m为多级差分级数，m＝20；
步骤2.3：剔除虚假信号，记子信道数据长度为L，检测Dk(i)峰值所在的位置，若出现于(0,
Figure BDA0003018228460000082
)或(
Figure BDA0003018228460000083
L)区间内，则被剔除；
步骤2.4：差分熵检测有效信道，首先量化每个信道的差分信号，统计差分信号值出现在每个量化区间内概率Pk(m)，计算每个信道的差分熵：
Figure BDA0003018228460000084
其中，M为量化区间个数(M一般取5到15)，m为量化区间标号；
利用差分熵比值区分纯噪声信道和有效信号信道，认为最小差分熵所在的信道全为噪声，记检测门限为Th1，遍历k，若Hk/Hmin＞Th1，则认为第k个信道存在有效信号，否则为纯噪声信道；
其中，检测门限为：
Figure BDA0003018228460000085
其中，Hmin为差分熵最小值，η为预先设定的常数(一般取1左右)，在本案例中η＝0.92；
差分熵比值为[1.3390 1.9768 1.7806 1.7146 1.7933 1.2031 1.45790.9998]，检测门限为Th1＝1.4564，检测结果：信道1、2、3、4、6存在有效信号，记有效信道数为Num1，则Num1＝5；
步骤2.5：对信道频谱进行双滑动窗能量检测，根据两个滑动窗内信号比值超过判决门限Th2的位置来判断信号边沿的位置，所示进而区分窄带信号和宽带信号；
具体为：对于第k个信道，记第i点前窗的能量E1k(i)，后窗的能量为E2k(i)，若E1k(i)/E2k(i)>Th2，则判决该时刻出现信号上升沿，若E1k(i)/E2k(i)≤Th2，则判决该时刻出现信号下降沿，Th2的取值一般为1到3，在本案例中取值为1.3；
如图(4d)所示，信道1、2、6检测出上升沿，信道1、4、6检测出下降沿，将上升沿与下降沿两两配对，若该配对出现在同一信道内，判决该信道信号为窄带信号，否则为宽带信号，即信道1判决为存在窄带信号，信道2、3、4判决为存在宽带信号，信道6判决为存在窄带信号；
步骤2.6：将步骤2.5检测出的窄带信号，输入到STFT模块进行参数提取，其中，滑动窗选择海明窗，窗长度为128，每段FFT点数为128，每一段的重叠样本数为127；
得到信号中心频率和带宽信息，如表2所示：
表2参数提取信息
信号序号 信道标号 中心频率(MHz) 带宽(MHz)
1 1 300.3 151
2 6 1875 20
步骤2.7：对步骤1.3奇型排列信道化输出的各路信号进行一级信道化检测与估计，执行步骤2.1至步骤2.6，检测得到跨道数目Num2＝6；
至此，从步骤2.1到步骤2.7，完成了该实施例的一级信道检测与估计阶段；
步骤3：信道匹配阶段，即构建信道匹配模块，根据步骤2的信道检测结果，比较偶型排列信道化结构的跨道数目与奇型排列信道化结构的接收信号跨道数目的大小，Num1<Num2，所以选取偶型排列信道化结构作为该实施案例输入雷达信号的一级信道化接收结构；
步骤4：二级自适应信道化接收阶段，即构建二级自适应信道化接收模块，将一级信道化中检测出的有效信号输入到二级信道化接收模块进行处理，包含对宽带信号多信道合并以及对窄带信号自适应信道化接收两个阶段，具体包含如下步骤：
步骤4.1：多信道合并，信道合并结构即为信道化结构的逆过程，如图5所示，保留步骤信道2检测出的有效信道2、3、4的数据，其他信道数据置零，记为
Figure BDA0003018228460000103
然后标号为奇数的子信道乘以调制因子(-1)m，将调制信号输入到FFT模块进行8点FFT处理，然后将处理之后的8路并行数据进行滤波，滤波器后的数据进行4倍插值处理，最后将插值后的8路并行数据延时相加，得到合并信号s1(n)，如图6所示，图(6a)为输出合并信号时域图，图(6b)为输出合并信号频域图；
步骤4.2：自适应信道化接收，跟据步骤2的得到的窄带信号中心频率和带宽信息，重构信道化接收结构，具体包含如下子步骤：
步骤4.2.1：针对信号1构造二级信道化接收结构，记B1为一级信道化后的单信道带宽，B2为步骤2.6中窄带信号1的带宽，信道个数N1表示为：
N1＝B1/B2 (8)
其中，信道个数N1为向下取整的偶数，在本案例中N1＝4；
然后进行信道匹配，4通道偶型排列多相滤波器的中心频率为
Figure BDA0003018228460000101
4通道奇型排列多相滤波器的中心频率为
Figure BDA0003018228460000102
具体如表3所示：
表3二级多相滤波器组通带中心频率
多相滤波器排列方式 中心频率(MHz)
偶型排列 0，156.25，312.5，468.75
奇型排列 78.125，234.375，390.625，546.827
根据跨道数目最少原则，将信号1的中心频率与表3进行匹配，选择偶型信道化结构进行二级信道化接收；
对信号1所在的信道进行N1/2倍抽取、滤波、N1点IFFT处理，具体构造步骤同步骤1.2；
步骤4.2.2：针对信号2构造二级信道化接收结构，记B3为步骤2.6中窄带信号2的带宽，信道个数N2表示为：
N2＝B1/B3 (9)
其中，信道个数N2为向下取整的偶数，在本案例中N2＝32；
然后进行信道匹配，32通道偶型排列多相滤波器的中心频率为
Figure BDA0003018228460000111
32通道奇型排列多相滤波器的中心频率为
Figure BDA0003018228460000112
具体如表4所示：
表4二级多相滤波器组通带中心频率
多相滤波器排列方式 中心频率(MHz)
偶型排列 0，19.53，39.06，…605.46
奇型排列 9.76，29.30，48.83，…615.23
根据跨道数目最少原则，将信号2的中心频率与表3进行匹配，选择偶型信道化结构进行二级信道化接收；
对信号2所在的信道进行N2/2倍抽取、滤波、N2点IFFT处理，具体构造步骤见步骤1.2；
步骤5：二级信道检测阶段，即构建二级信道检测模块，对步骤4.2输出的并行数据，首先频谱平滑处理，消除抖动和毛刺，然后进行频谱差分熵检测，剔除虚假信号，输出有效信号2和有效信号3，如图7和图8所示，时域图(7a)和(8a)中噪声分量大大减少，图(7b)和图(8b)是单通道输出的频域图，过滤掉了其他通道的噪声。
根据上述实施方式的介绍可知，本发明是一种基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，采用偶型排列信道化与奇型排列信道化并联结构，一套滤波器组的接收盲区是另一套滤波器组的通频带，减少了跨道情况的发生，能够无盲区接收；适用于复杂的电磁环境，可以同时处理带宽小于300MHz的窄带信号和大宽带信号，并且根据具体的环境要求可以封装成可选的功能模块，具有很强灵活性；通过静态与动态相结合的多级信道化结构，自适应地细分窄带信号所在的信道频段，有效提高了接收信号的信噪比，多级信道化联合处理后信噪比增益约22dB；采用频谱差分熵检测方法进行信道检测，减少了运算量，在频域检测降低了噪声的影响，能够检测到信噪比为-3dB的复杂脉冲信号；采用双滑动窗能量检测方法区分窄带信号和宽带信号，具有很高的准确度。
以上所述为本发明的较佳实施例而已，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。

Claims (10)

1.基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：依托的自适应信道化接收***，包含：一级信道化接收模块、一级信道检测和估计模块、信道匹配模块、二级自适应信道化接收模块以及二级信道检测模块；其中，一级信道化接收模块包含固定相同带宽的奇型多相滤波器组和偶型多相滤波器组；信道检测和估计模块包括信道检测子模块和频谱感知子模块；二级自适应信道化接收模块包含多信道合并模块与动态信道化模块；
所述自适应信道化接收***中各模块的连接关系如下：
一级信道化接收模块与一级信道检测和估计模块以及信道匹配模块相连，一级信道检测和估计模块分别与一级信道化接收模块、信道匹配模块以及二级自适应信道化接收模块相连，二级自适应信道化接收模块与二级信道检测模块相连；
所述自适应信道化接收方法，包括一级信道化接收、一级信道检测和估计、信道匹配、二级信道化自适应接收与二级信道检测阶段，具体为：
步骤1：一级信道化接收阶段，即构建一级信道化接收模块，又包括构建复杂电磁环境以及构建多相滤波器组两个子步骤，具体为：
步骤1.1：构建复杂电磁环境，包括不同类型的宽带和窄带雷达信号，且雷达信号载频处于侦察接收机的监视频段内；
步骤1.2：构建多相滤波器组；
其中，多相滤波器组包括奇型多相滤波器组和偶型多相滤波器组；
步骤2：一级信道检测和估计阶段，即构建一级信道检测和估计模块，又包含信道检测阶段、宽窄信号判决阶段及频谱感知阶段，具体包括如下子步骤：
步骤2.1：信道频域检测，将存在有效信号的信道提取出来，又包括以下子步骤：
步骤2.1.1：对子信道输出数据的频谱能量做连续滑窗处理，将得到的平均值作为该窗中心点的值，消除由于环境干扰和噪声带来的频谱抖动和毛刺；
步骤2.1.2：将平滑处理后的频域能量信号进行多级差分处理；
步骤2.1.3：剔除由低通滤波器的过渡带导致的虚假信号，具体为：检测每个信道的差分信号峰值所在的时刻，出现在
Figure FDA0003018228450000021
或
Figure FDA0003018228450000022
时刻区间内，认为是虚假信号，被剔除；L为单信道信号采样点总个数；
步骤2.1.4：量化每个信道的差分信号，统计差分信号值出现在每个量化区间内概率，计算每个信道的差分熵；
步骤2.1.5：利用差分熵比值区分纯噪声信道和有效信号信道，记检测门限为Th1，记Hmin为差分熵的最小值，遍历k，若Hk/Hmin＞Th1，Hk为第k个信道的差分熵，则认为第k个信道存在有效信号，否则为纯噪声信道，记检测出的存在有效信号的信道个数为Num；
其中，k的取值范围为0到D-1；
步骤2.2：对信道频谱进行双滑动窗能量检测，根据两个滑动窗内信号比值超过判决门限Th2的位置来判断信号边沿的位置，进而区分窄带信号和宽带信号，具体为：对于第k个信道，记第i个采样点前窗的能量E1k(i)，后窗的能量为E2k(i)，若E1k(i)/E2k(i)>Th2，则判决该时刻出现信号上升沿；否则E1k(i)/E2k(i)≤Th2，则判决该时刻出现信号下降沿，将上升沿与下降沿两两配对，若该配对出现在同一信道内，判决该信道信号为窄带信号，否则为宽带信号；
步骤2.3：将步骤2.2检测出的窄带信号，输入到STFT模块进行参数提取，得到信号载频和带宽信息；
其中，STFT，即短时傅里叶变换，英文全称为short-time Fourier transform；至此，从步骤2.1到步骤2.3，完成了一级信道检测和估计阶段；
步骤3：信道匹配阶段，即构建信道匹配模块，具体为：根据步骤2.1检测出的存在有效信号的信道个数为Num，比较信号通过偶型多相滤波器组与奇型多相滤波器组的跨道数目，选取跨道数较少的那一套滤波器组作为信道化接收结构；
步骤4：二级自适应信道化接收阶段，即构建二级自适应信道化接收模块，包含多信道合并以及自适应信道化接收，具体包括如下步骤：
步骤4.1：保留宽带信号所在的信道信息，将其他信道置0，输入到多项滤波器的对偶结构进行信道合并，得到宽带信号；
步骤4.2：自适应信道化接收，具体跟据步骤2.2的频谱感知结果，构建自适应动态信道化接收结构进行信号频域细分，具体包含如下子步骤：
步骤4.2.1：计算二级信道化信道个数N，根据信道个数构造偶型多相滤波器组与奇型多相滤波器组，即先对一级信道化后的信道进行N/2倍抽取，然后通过滤波器组进行滤波，最后经过N点IFFT输出N个子信道数据；
步骤4.2.2：匹配信道，根据步骤2.3提取的窄带信号的载频与带宽，将窄带信号输入到步骤4.2.1构造的两套多相滤波器组中，比较两套滤波器组的跨道数目，选组跨道数较少的那一套作为二级信道化接收结构；
步骤5：二级信道检测阶段，即构建二级信道检测模块，具体为：利用频谱差分熵检测进行二级信道检测，输出有效信号所在的信道。
2.根据权利要求1所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：依托的自适应信道化接收***中的奇型多相滤波器组的接收盲区正好是偶型多相滤波器组的通带中心，偶型多相滤波器组的接收盲区正好是奇型多相滤波器组的通带中心。
3.根据权利要求2所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：依托的自适应信道化接收***中的信道检测子模块采用频谱差分熵检测信道有无信号，并利用频谱突变特征剔除由于滤波器的过渡带带来的虚假信号。
4.根据权利要求3所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：依托的自适应信道化接收***中的频谱感知子模块采用短时傅里叶变换技术提取信号的中心频率和带宽信息，它时域频域分辨率良好，能较大提升弱信号的信噪比。
5.根据权利要求4所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：依托的自适应信道化接收***中的信道匹配模块根据信道检测子模块的结果，选择一级信道化模块中跨信道数较少的那一套滤波器组。
6.根据权利要求5所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：依托的自适应信道化接收***中的信道合并模块利用综合滤波器组对一级信道化模块的输出进行宽带信号的合并。
7.根据权利要求6所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：依托的自适应信道化接收***中的动态信道化模块能够根据频谱感知结果自适应地调整分析滤波器组的结构，最大化提升窄带信号的信噪比。
8.根据权利要求7所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：依托的自适应信道化接收***中的二级信道检测模块同样利用频谱差分熵检测进行检测。
9.根据权利要求8所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：步骤1.2中，两种多相滤波器组的构建过程如下：
步骤1.2.1：将侦察接收机接收的信号进行D/2倍降数据率处理，即对步骤1.1中的雷达信号进行采样，得到的数字串行信号进行连续延时处理，得到D路并行高速信号，对每路信号做D/2倍抽取操作，得到D路降数据率的并行信号；
其中，D为信道个数且为偶数；构建奇型多相滤波器时，每路数据乘以因子
Figure FDA0003018228450000052
m为每个信道数据采样点标号，j为虚数单位；
步骤1.2.2：构建原型低通滤波器，选用数字FIR等波纹低通滤波器，其阻带截止频率fs为通带3dB截止频率fp的两倍，根据多相滤波器组的50％交叠比选择原型滤波器的阶数；
步骤1.2.3：对步骤1.2.2中的原型滤波器进行D倍抽取和2倍零值内插操作，以1：D的比例进行解串，得到D组滤波器系数，对步骤1.2.1得到并行数据低通滤波；
其中，构建奇型多相滤波器时，每路数据乘以因子
Figure FDA0003018228450000051
其中，p为信道标号，且p的取值范围为0到D-1；
步骤1.2.4：将滤波后的并行数据输入到IFFT模块进行D点IFFT处理；
步骤1.2.5：IFFT处理之后，标号为奇数的信道乘以因子(-1)m。
10.根据权利要求9所述的基于频谱差分熵检测的自适应信道化接收方法，其特征在于：Th1的范围为1到2，Th2的范围为1到3。
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