CN113328629A - 包括用于低和高线路电压操作的三级llc电路的开关模式电源 - Google Patents

包括用于低和高线路电压操作的三级llc电路的开关模式电源 Download PDF

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Abstract

本发明涉及包括用于低线路电压操作和高线路电压操作的三级LLC电路的开关模式电源。该开关模式电源包括：一对输入端子，所述一对输入端子用于从输入电力源接收交流(AC)或直流(DC)电压输入；一对输出端子，所述一对输出端子用于向负载供应直流(DC)电压输出；以及至少四个开关，所述至少四个开关联接在所述一对输入端子与所述一对输出端子之间的三级LLC电路布置中。所述开关模式电源还包括：倍压器功率因数校正(PFC)电路，所述倍压器功率因数校正电路联接在所述一对输入端子与所述三级LLC电路布置之间；以及控制电路，所述控制电路被联接为操作所述至少四个开关以向所述负载供应所述直流电压输出。

Description

包括用于低和高线路电压操作的三级LLC电路的开关模式 电源
技术领域
本发明涉及包括用于低线路电压操作和高线路电压操作的三级LLC电路的开关模式电源。
背景技术
本部分提供与本发明相关的背景信息，该背景信息不一定是现有技术。
具有三相输入的开关模式电源可以使用维也纳(Vienna)整流器拓扑来实现高效的前端功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)电路，但是PFC的输出电压可以为约800V(伏特)，这可能会使下游DC-DC转换器的设计变得困难。传统的高效率半桥LLC转换器或全桥LLC转换器通常需要额定1200V的器件用于开关，但是额定1200V的Si(硅)器件在中开关频率和高开关频率下可能不是非常有效。三级LLC拓扑可以与额定600V-650V的器件一起使用，使用非对称控制以相对较低的变压器初级与变压器次级比来实现高的降压比(step-down ratio)。
图1示出了包括三级LLC拓扑的示例性电源100。电源100从输入电力源800接收800V的电压输入。开关Q2和开关Q3限定与电容器C6联接的第一半桥，开关Q1和开关Q4限定与电容器C7联接的第二半桥。开关Q2由控制信号AA经由隔离驱动器E9及电阻器R34和电阻器R38驱动，开关Q3由控制信号BB2经由隔离驱动器E8及电阻器R27和电阻器R28驱动，开关Q4由控制信号AA2经由隔离驱动器E10及电阻器R35和电阻器R37驱动，以及开关Q1由控制信号BB经由隔离驱动器E7及电阻器R29和电阻器R32驱动。
所述电源还包括变压器TX1，该变压器TX1包括初级绕组P1和次级绕组S1。电容器C1和电感器L5联接在初级绕组P1与开关Q2和开关Q3之间，电容器C2和电感器L1联接在初级绕组P1与开关Q1和开关Q4之间。电源100还包括联接到次级绕组S1的四个二极管D1、D2、D9和D10以及联接到输出端Vout的电容器C10和负载RLOAD。
图2示出了在电源100的操作期间通过开关Q1、开关Q2、开关Q3和开关Q4的示例性电流波形。如图2所示，通过开关Q3和开关Q4的RMS电流比通过开关Q1和开关Q2的RMS电流高(例如，约1.732倍高)。因此，开关Q1和开关Q2需要更低的导通电阻(Rdson)。此外，开关Q3和开关Q4是同时接通的，因此通过开关Q3和开关Q4的功率损耗更高，这是因为开关Q3和开关Q4的导通电阻是串联连接的。
发明内容
本部分提供了本发明的一般性概括，且不是本发明的全部范围或本发明的所有特征的全面公开。
根据本发明的一个方面，一种开关模式电源包括一对输入端子，所述一对输入端子用于从输入电力源接收交流(AC)或直流(DC)电压输入；一对输出端子，所述一对输出端子用于向负载供应直流(DC)电压输出；以及至少四个开关，所述至少四个开关联接在所述一对输入端子与所述一对输出端子之间的三级LLC电路布置中。所述开关模式电源还包括：倍压器功率因数校正(PFC)电路，所述倍压器功率因数校正电路联接在所述一对输入端子与所述三级LLC电路布置之间；以及控制电路，所述控制电路联接成操作所述至少四个开关以向所述负载供应所述直流电压输出。
根据本发明的另一方面，公开了一种操作开关模式电源的方法。所述开关模式电源包括一对输入端子、一对输出端子、联接在所述一对输入端子与所述一对输出端子之间的三级LLC电路布置中的至少四个开关、以及联接在倍压器功率因数校正(PFC)电路中的至少两个功率因数校正电路开关，所述倍压器功率因数校正电路联接在所述一对输入端子与所述三级LLC电路布置之间。所述方法包括：操作所述倍压器功率因数校正电路中的所述至少两个功率因数校正电路开关以增大在所述一对输入端子处接收到的电压输入，并将增大的电压供应给所述三级LLC电路布置；以及操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关以将直流电压输出供应给所述一对输出端子。
概念1：一种开关模式电源，包括：
一对输入端子，所述一对输入端子用于从输入电力源接收交流或直流电压输入；
一对输出端子，所述一对输出端子用于向负载供应直流电压输出；
至少四个开关，所述至少四个开关联接在所述一对输入端子与所述一对输出端子之间的三级LLC电路布置中；
倍压器功率因数校正电路，所述倍压器功率因数校正电路联接在所述一对输入端子与所述三级LLC电路布置之间；以及
控制电路，所述控制电路联接成操作所述至少四个开关以向所述负载供应所述直流电压输出。
概念2：根据概念1所述的开关模式电源，其中，
所述倍压器功率因数校正电路被配置为当所述电压输入在指定的低线路电压范围内时，将第一功率因数校正电压输出供应给所述三级LLC电路布置；
所述倍压器功率因数校正电路被配置为当所述电压输入在指定的高线路电压范围内时，将第二功率因数校正电压输出供应给所述三级LLC电路布置；
所述第二功率因数校正电压输出大于所述第一功率因数校正电压输出；以及
所述指定的低线路电压范围不同于所述指定的高线路电压范围。
概念3：根据概念2所述的开关模式电源，其中，
所述倍压器功率因数校正电路包括至少两个功率因数校正电路开关，所述控制电路包括第一基准电压和第二基准电压，所述第一基准电压不同于所述第二基准电压，并且所述控制电路被配置为：
接收感测到的电压输入，并确定所述感测到的电压输入是在所述指定的低线路电压范围内还是在所述指定的高线路电压范围内；
当所述电压输入在所述指定的低线路电压范围内时，根据所述第一基准电压来操作所述至少两个功率因数校正电路开关；以及
当所述电压输入在所述指定的高线路电压范围内时，根据所述第二基准电压来操作所述至少两个功率因数校正电路开关。
概念4：根据概念3所述的开关模式电源，其中，所述倍压器功率因数校正电路包括电感器、两个二极管和两个电容器，所述至少两个功率因数校正电路开关联接在所述电感器与所述一对输入端子中的一个输入端子之间，每个二极管联接在所述电感器与所述三级LLC电路布置之间，每个电容器与所述两个二极管中的相应的一个二极管联接，以及所述控制电路被配置为经由脉冲宽度调制信号来控制所述至少两个功率因数校正电路开关。
概念5：根据概念2至4中任一项所述的开关模式电源，其中，
所述控制电路被配置为当所述电压输入在所述指定的低线路电压范围内时，以第一操作模式操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关；以及
所述控制电路被配置为当所述电压输入在所述指定的高线路电压范围内时，以第二操作模式操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关。
概念6：根据概念5所述的开关模式电源，其中，所述第一操作模式为对称半桥操作，所述第二操作模式为非对称半桥操作。
概念7：根据概念6所述的开关模式电源，其中，
所述三级LLC电路布置的所述至少四个开关中的第一开关和第二开关限定第一半桥，并且所述三级LLC电路布置的所述至少四个开关中的第三开关和第四开关限定第二半桥；
所述开关模式电源还包括第五开关，所述第五开关联接在所述第二开关和所述第三开关两端，以在所述第五开关闭合时使所述第二开关和所述第三开关短路；以及
所述控制电路包括压控振荡器以及多个逻辑门和多个触发器，所述压控振荡器以及所述多个逻辑门和所述多个触发器联接成根据由所述压控振荡器输出的频率来操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关。
概念8：根据概念7所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置为：当以对称半桥操作模式操作时，将第一控制信号供应给所述第一开关和所述第四开关、将第二控制信号供应给所述第二开关和所述第三开关、并断开所述第五开关。
概念9：根据概念7所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置为：当以对称半桥操作模式操作时，将第一控制信号供应给所述第一开关和所述第四开关，并且在所述第二开关和所述第三开关断开的同时将第二控制信号供应给所述第五开关。
概念10：根据概念7至9中任一项所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置为：当以非对称半桥操作模式操作时，供应控制信号以同时接通所述第一开关和所述第三开关，在与接通所述第一开关和所述第三开关相反的相中接通所述第二开关和所述第四开关，以及在所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关断开的同时接通所述第五开关。
概念11：根据概念7至10中任一项所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置为：操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关以维持所述第一半桥的输出端与所述第二半桥的输出端之间的电压当以对称半桥操作模式操作时与当以非对称半桥操作模式操作时相同。
概念12：根据概念11所述的开关模式电源，其中，维持的所述第一半桥的输出端与所述第二半桥的输出端之间的电压与所述第一功率因数校正电压输出相同。
概念13：根据概念2至12中任一项所述的开关模式电源，其中，所述第一功率因数校正电压输出大于所述指定的低线路电压范围，并且所述第二功率因数校正电压输出大于所述指定的高线路电压范围。
概念14：根据概念2至13中任一项所述的开关模式电源，其中，所述第二功率因数校正电压输出是所述第一功率因数校正电压输出的两倍。
概念15：根据概念2至14中任一项所述的开关模式电源，其中，所述第二功率因数校正电压输出为至少800伏特，并且所述第一功率因数校正电压输出为至少400伏特。
概念16：一种操作开关模式电源的方法，所述开关模式电源包括一对输入端子、一对输出端子、联接在所述一对输入端子与所述一对输出端子之间的三级LLC电路布置中的至少四个开关、以及联接在倍压器功率因数校正电路中的至少两个功率因数校正电路开关，所述倍压器功率因数校正电路联接在所述一对输入端子与所述三级LLC电路布置之间，所述方法包括：
操作所述倍压器功率因数校正电路中的所述至少两个功率因数校正电路开关以增大在所述一对输入端子处接收到的电压输入，并将增大的电压供应给所述三级LLC电路布置；以及
操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关以将直流电压输出供应给所述一对输出端子。
概念17：根据概念16所述的方法，其中，操作所述至少两个功率因数校正电路开关包括：
当所述电压输入在指定的低线路电压范围内时，将第一功率因数校正电压输出供应给所述三级LLC电路布置；以及
当所述电压输入在指定的高线路电压范围内时，将第二功率因数校正电压输出供应给所述三级LLC电路布置。
概念18：根据概念17所述的方法，其中，所述第二功率因数校正电压输出大于所述第一功率因数校正电压输出，并且所述指定的低线路电压范围不同于所述指定的高线路电压范围。
概念19：根据概念17或18所述的方法，其中，
所述开关模式电源包括第一基准电压和第二基准电压；
所述方法还包括感测所述电压输入并确定感测到的所述电压输入是在所述指定的低线路电压范围内还是在所述指定的高线路电压范围内；以及
操作所述至少两个功率因数校正电路开关包括：当所述电压输入在所述指定的低线路电压范围内时，根据所述第一基准电压来操作所述至少两个功率因数校正电路开关，以及当所述电压输入在所述指定的高线路电压范围内时，根据所述第二基准电压来操作所述至少两个功率因数校正电路开关。
概念20：根据概念17至19中任一项所述的方法，其中，操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关包括：
当所述电压输入在所述指定的低线路电压范围内时，以第一操作模式操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关；以及
当所述电压输入在所述指定的高线路电压范围内时，以第二操作模式操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关。
概念21：根据概念20所述的方法，其中，所述第一操作模式为对称半桥操作，并且所述第二操作模式为非对称半桥操作。
概念22：根据概念21所述的方法，其中，
所述三级LLC电路布置的所述至少四个开关中的第一开关和第二开关限定第一半桥，并且所述三级LLC电路布置的所述至少四个开关中的第三开关和第四开关限定第二半桥；
所述开关模式电源还包括第五开关，所述第五开关联接在所述第二开关和所述第三开关两端以在所述第五开关闭合时使所述第二开关和所述第三开关短路；以及
操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关包括：当以对称半桥操作模式操作时，将第一控制信号供应给所述第一开关和所述第四开关、将第二控制信号供应给所述第二开关和所述第三开关、并断开所述第五开关。
概念23：根据概念22所述的方法，其中，操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关包括：当以所述非对称半桥操作模式操作时，供应控制信号以同时接通所述第一开关和所述第三开关，在与接通所述第一开关和所述第三开关相反的相中接通所述第二开关和所述第四开关，以及在断开所述三级LLC电路布置的所述至少四个开关的同时接通所述第五开关。
从本文提供的描述中，应用的其它方面和领域将变得明显。应当理解，本发明的各个方面可以单独实施或者与一个或多个其它方面组合实施。还应当理解，本文的描述和具体示例仅仅用于说明性目的，并不旨在限制本发明的范围。
附图说明
本文中所描述的附图仅用于所选实施方式而非所有可能的实现方式的说明性目的，且不意图限制本发明的范围。
图1为根据现有技术的包括三级LLC电路的电源的电路图。
图2为图1的电源的示例性电流波形的曲线图。
图3为根据本发明的一个示例性实施方式的包括三级LLC电路的电源的电路图。
图4为图3的电源的控制电路的电路图。
图5为由图4的控制电路生成的示例性控制信号的曲线图。
图6为图3的电源的示例性电流波形的曲线图。
图7为图3的电源的开关在一次接通和断开序列期间的示例性控制信号的曲线图。
图8为包括三级LLC电路以及在变压器的次级侧上的同步整流器开关的电源的电路图。
图9为提供给图8的电源的同步整流器开关的示例性控制信号以及通过同步整流器而产生的电流的曲线图。
图10为提供给图8的电源的同步整流器开关和初级开关的示例性控制信号的曲线图。
图11为根据本发明的另一示例性实施方式的包括倍压器PFC电路的电源的电路图。
图12为图11的电源的控制电路的电路图。
图13为图11的电源的示例性电流波形和电压波形的曲线图。
图14为图11的电源在另一操作模式期间的示例性电流波形和电压波形的曲线图。
图15为根据本发明的另一示例性实施方式的包括基准电压选择器的电源的电路图。
贯穿附图中的多个视图，对应的附图标记指示对应的部件或特征。
具体实施方式
现在将参照附图更全面地描述示例性实施方式。
提供示例性实施方式，使得本发明将是透彻的且将向本领域的技术人员全面传达范围。提出多个具体细节，诸如具体部件、设备和方法的示例，以提供对本发明的实施方式的透彻理解。对于本领域的技术人员来说将显而易见的是，不需要采用具体细节，示例性实施方式可以以许多不同形式来体现，以及具体细节和示例性实施方式二者均不应当被理解为限制本发明的范围。在一些示例性实施方式中，没有详细地描述公知的过程、公知的设备结构、和公知的技术。
本文中所使用的术语仅出于描述特定示例性实施方式的目的且不意图进行限制。如本文中所使用，单数形式“一”、“该”、“所述”也可以意图包括复数形式，除非上下文另有明确指示。术语“包括”、“包含”和“具有”是包含性的且因此指所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件、和/或部件的存在，但是不排除一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组合的存在或附加。本文中所描述的方法步骤、过程和操作不应被理解为必须要求它们以所讨论或所示出的特定次序来执行，除非所讨论或所示出的特定次序具体被认定为执行次序。也将理解，可以采用附加或替选步骤。
尽管术语“第一”、“第二”、“第三”等可以在本文中用于描述各种元件、部件、区域、层和/或部分，但是这些元件、部件、区域、层和/或部分不应当受这些术语限制。这些术语可以仅用于将一个元件、部件、区域、层或部分与另一个元件、部件、区域、层或部分区分开。诸如“第一”、“第二”的术语和其它数字术语在本文中使用时不暗示顺序或次序，除非上下文有明确指示。因此，下文讨论的第一元件、第一部件、第一区域、第一层或第一部分可以被称为第二元件、第二部件、第二区域、第二层或第二部分，而不脱离示例性实施方式的教导。
为了便于描述，在本文中可以使用空间相对术语，诸如“内部”、“外部”、“下面”、“下方”、“下部”、“上方”、“上部”等，来描述如图中所示的一个元件或特征与其它的一个或多个元件或特征的关系。除了图中示出的取向之外，空间相对术语还可以意图涵盖设备在使用或操作中的不同取向。例如，如果图中的设备被翻转，则描述为在其它元件或特征的“下方”或“下面”的元件将被取向为在该其它元件或特征的“上方”。因而，示例性术语“下方”可以涵盖上方和下方两种取向。该设备可以被另外地取向(旋转90度或以其它取向旋转)且本文中所使用的空间相对描述符被相应地理解。
根据本发明的一个示例性实施方式的开关模式电源在图3中示出，且总体上用附图标记200表示。电源200包括用于从输入电力源V6接收直流(Direct Current，DC)电压输入的一对输入端子202和204、以及用于向负载(RLOAD)供应直流(DC)电压输出(Vout)的一对输出端子206和208。
电源200还包括联接在一对输入端子202、204与一对输出端子206、208之间的三级LLC电路布置中的四个开关Q1、Q2、Q3和Q4。开关Q2和开关Q3限定第一半桥，开关Q1和开关Q4限定第二半桥。
电源200还包括：联接在开关Q3和开关Q4两端的第五开关Q5，以在第五开关Q5闭合时使开关Q3和开关Q4短路；以及控制电路210(在图4中示出)。控制电路210包括联接成利用零电压开关(ZVS)来操作开关Q1-Q4的压控振荡器(VCO)、逻辑门U1-U5、U7-U8、U13-U14、U17和U30、以及触发器U0和U19。
再次参照图3，电源200包括变压器Tx1和四个二极管D1、D2、D9和D10。变压器Tx1包括一个或多个初级绕组P1以及一个或多个次级绕组S1。开关Q1-Q4与(一个或多个)初级绕组P1联接，二极管D1-D2以及二极管D9-D10与(一个或多个)次级绕组S1联接。
尽管图3示出了四个二极管D1-D2和D9-D10，但是其它实施方式可以包括更多或更少的二极管、以不同布置连接的二极管、次级开关(例如，同步整流开关等)。
例如，图8示出了示例性电源转换器250，其中，二极管D1-D2和D9-D10已经被次级开关Q6、Q7、Q8和Q9所取代。同步整流控制器252将控制信号DH1提供给开关Q6(与电阻器R4联接)、将控制信号DH2提供给开关Q7(与电阻器R3联接)、将控制信号DL1提供给开关Q8(与电阻器R1联接)以及将控制信号DL2提供给开关Q9(与电阻器R2联接)。
次级开关Q6-Q9可以利用零电压开关(ZVS)和零电流开关(Zero-CurrentSwitching，ZCS)来接通和/或断开。图9示出了示例性控制信号DL1和DL2以及开关Q8和Q9中的相应电流。如图9所示，当电流近似为零时，开关Q8和开关Q9可以被接通和/或断开。
返回参照图3，电源200包括联接在变压器Tx1的(一个或多个)初级绕组P1(例如初级侧)与由开关Q2和开关Q3形成的半桥之间的电容器C1和电感器L5、以及联接在变压器Tx1的(一个或多个)初级绕组P1与由开关Q1和开关Q4限定的半桥之间的电容器C2和电感器L1。
电容器C1和电容器C2以及电感器L5和电感器L1可以是分离的谐振部件。在其它实施方式中，电容器C1和电感器L5可以单独使用，电容器C2和电感器L1可以单独使用等。例如，可以使用电感值等于电感器L1和电感器L5的电感之和的单个电感器，可以使用电容等于(C1×C2/(C1+C2))的单个电容器等。
变压器Tx1可以是降压变压器，并且二极管D1、D2、D9和D10可以形成整流桥。电容器C10可以是滤波电容器，并且RLOAD可以是负载电阻器。在一些实施方式中，电源中使用的所有开关的额定电压可以为600V、650V等。
如图3所示，电源200可以包括电路接地端212，第一半桥(即，开关Q2和开关Q3)联接在电路接地端212和输入端子202之间，第二半桥(例如，开关Q1和开关Q4)联接在电路接地端212和输入端子204之间。
电容器C6联接在电路接地端212和输入端子202之间，并且电阻器R30与电容器C6并联联接。电容器C7联接在电路接地端212和输入端子204之间，并且电阻器R33与电容器C7并联联接。
在一些实施方式中，电容器C6和电容器C7的电容值可以是相同的(例如，完全相等、彼此相差在百分之一内、彼此相差在百分之五内、在制造容差内等)，以在电容器C6和电容器C7上均分DC电压(例如，完全相等、彼此相差在百分之一内、彼此相差在百分之五内等)。
例如，电容器C6和电容器C7的电容值可以是相同的，以划分输入电压，使得各自具有百分之五十，而电阻器R30和电阻器R33维持电压的平衡。如上所述，开关Q2、开关Q3可以形成在电容器C6两端的一个半桥，开关Q4、开关Q1可以形成在电容器C7两端的另一个半桥。
图3示出了当供应800伏特(Volt)DC电压时的输入电力源V6(例如，电压源)。在其它实施方式中，输入电力源可以供应高于或低于800V的其它合适的电压，电源200可以是AC-DC转换器的级(stage)，该AC-DC转换器将AC输入(例如，三相AC输入等)转换成被供应给电源200(例如，作为电力源V6等)的DC电压。例如，输入电力源V6可以是AC-DC转换器的PFC转换器级的输出。
开关Q5可以是联接在开关Q3和开关Q4两端的唯一开关，以减少在开关Q5接通时的导通损耗。当开关Q5接通时，开关Q5可以使开关Q3和开关Q4短路。
如图3所示，开关Q2由控制信号AA经由隔离驱动器E9及电阻器R34和电阻器R38驱动，开关Q3由控制信号BB2经由隔离驱动器E8及电阻器R27和电阻器R28驱动，开关Q4由控制信号AA2经由隔离驱动器E10及电阻器R35和电阻器R37驱动，开关Q1由控制信号BB经由隔离驱动器E7及电阻器R29和电阻器R32驱动，以及开关Q5由控制信号Com经由隔离驱动器E1和电阻器R12驱动。控制信号AA、BB、AA2、BB2以及控制信号Com可以由如下面进一步解释的控制电路210生成。
开关Q1-Q5可以包括任何合适的开关器件，诸如双极结开关(Bipolar-JunctionSwitch，BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)、碳化硅(Silicon Carbide，SiC)FET等。尽管电源200示出了三级LLC电路中的四个开关的一种特定布置，但是其它实施方式可以包括更多或更少的开关、电容器、电感器、电阻器等，这些开关、电容器、电感器、电阻器等可以以其它合适的三级LLC电路拓扑布置。
现在参照图4，控制电路210包括与压控振荡器(VCO)联接的两个D触发器U9和U19。D触发器U9和U19可以将由VCO输出的频率分成两半。例如，VCO可以从补偿器的输出端接收电压，并输出与从补偿器的输出端接收到的电压相对应的频率。
逻辑门U17和逻辑门U30与触发器U19联接以生成百分之五十的占空比，而逻辑门U2和逻辑门U3联接在触发器U19和触发器U9之间以生成互补的百分之五十的占空比。逻辑门U17、逻辑门U30以及逻辑门U2、逻辑门U3可以各自被视为形成延迟电路。
逻辑门U13和逻辑门U14各自被联接成将相应的百分之五十的占空比转换为具有死区时间的百分之二十五的占空比，从而分别将控制信号AA和控制信号BB供应给开关Q2和开关Q1。逻辑门U7、逻辑门U8以及逻辑或门(logical OR gate)U1将控制信号Com供应给开关Q5。逻辑门U4和逻辑门U5分别将控制信号AA2和控制信号BB2供应给开关Q4和开关Q3。
例如，VCO可以将补偿器的输出电压转换为频率，并且D触发器U9、U19可以将该频率分成两半。逻辑门U3、U2以及逻辑门U17、U30在具有来自触发器U19的百分之五十占空比的互补对之间提供死区时间。逻辑门U14、逻辑门U13可以将百分之五十的占空比转换为具有死区时间的百分之二十五的占空比，而逻辑门U7、逻辑门U8与逻辑门U1一起为或(OR-ed)输出(Com)提供互补对。控制信号AA2和控制信号BB2是分别用于开关Q4和开关Q3的驱动信号。
图5示出了在电源200的操作期间控制信号AA、BB、AA2、BB2和Com的示例性波形，并且图6示出了通过相应的开关Q1-Q4和开关Q5的示例性电流波形。
如图5所示，控制电路210联接成同时接通开关Q1和开关Q3，以及同时断开开关Q1和开关Q3(例如，经由控制信号BB和控制信号BB2)。在相反的相中，控制电路210联接成同时接通开关Q2和开关Q4，以及同时断开开关Q2和开关Q4(例如，经由控制信号AA和控制信号AA2)。
在开关Q1-Q4断开的同时，接通开关Q5(例如，经由控制信号Com)，以及在开关Q1-Q4接通的同时，断开开关Q5。如图5所示，开关Q5的接通频率是开关Q1-Q4的两倍，总持续时间是开关Q1-Q4中每个单独的开关的持续时间的两倍。
例如，对于开关Q1-Q4的每一次导通，开关Q5导通两次，因此与开关Q1-Q4相比，开关Q5导通两个半周期(two half-cycles)的电流，并且开关Q5的RMS电流将是开关Q1-Q4中的任何开关的RMS电流的1.414倍高。与不具有开关Q5并且其中两个开关Q3和开关Q4都将经历导通损耗的布置相比，当开关Q5接通时，电源200中的开关的布置提供仅通过一个开关的导通损耗。因此，具有开关Q5时的导通损耗比不具有开关Q5时的导通损耗低。
尽管图4示出了用于提供图5的控制信号图案的触发器和逻辑门的一个示例性布置，但是其它实施方式可以包括以其它布置联接的触发器和逻辑门、供应的具有不同的时序波形的控制信号等。
与传统的三级LLC电路相比，电源200可以提供许多优势。例如，与传统的三级LLC电路相比，电源200可以提供适用于800V输入(或其它合适的高电压输入)的、具有允许减小变压器比的控制电路的LLC拓扑。
电源200可以为所有的初级开关提供零电压开关(ZVS)操作，以及为所有的次级开关提供零电压开关(ZVS)操作和零电流开关(ZCS)操作，例如，当操作频率等于或低于谐振频率时。变压器的初次级匝数比可以是针对与传统的三级LLC电路控制方法一起使用的变压器的匝数比的大约50％。这允许改善变压器效率的优化。
例如，针对接收400V DC输入的传统的LLC拓扑设计的变压器，可以用800V DC输入来代替。电源200的输入可以是三相AC输入、使用倍压器升压电路的800V PFC输出的单相AC输入等。
图7示出了在一次接通和断开(one turn on and turn off)序列期间控制信号AA、BB、AA2、BB2的示例性时序。如图7所示，在时间段t1-t2期间，开关Q2和开关Q4导通并将电力从电容器C6输送到输出端。
在t2时刻，断开开关Q2。在时间段t2-t3期间，开关Q3和开关Q5的输出电容(Coss)将放电，并且开关Q2将通过电容器C1、电容器C2、电感器L1、电感器L5以及变压器Tx1充电。
在t3时刻，在开关Q2完全对电容器C6两端的电压充电(ZVS)后，接通开关Q5。谐振电容器将通过开关Q5放电，从而将电荷输送到输出端，并且开关Q5在t4时刻断开。
在时间段t4-t5期间，开关Q5和开关Q4的输出电容(Coss)将充电，并且开关Q1的输出电容(Coss)将通过开关Q3、电容器C7、谐振部件以及变压器Tx1放电。当电流流过其体二极管时，开关Q1将接通，从而实现ZVS。以类似的方式，当电流被迫流过其体二极管、电容器C6和开关Q4时，在开关Q5断开之后，实现了针对开关Q2的ZVS。
图10关于控制信号Com和AA+BB示出了用于次级开关Q8和Q9的示例性控制信号DL1和DL2。如图10所示，当控制信号Com为低电平时(例如，基于控制信号AA+BB的逻辑高值)，控制信号DL1使开关Q8接通，而当控制信号Com为高电平时(例如，基于控制信号AA+BB的逻辑低值)，控制信号DL2使开关Q9接通。
例如，控制信号DL1和控制信号DH2可以与控制信号AA+BB同步，而控制信号DL2和控制信号DH1可以与Com驱动信号同步。当开关频率等于或低于谐振频率时，同步整流器FETQ6-Q9的接通时间可以小于LLC谐振槽路的谐振半周期。
当开关频率高于谐振频率时，同步整流器FET Q6-Q9的接通时间可以等于初级FETQ1-Q4的相应驱动信号的接通时间(例如，控制信号DL1和控制信号DH2的接通时间可以与控制信号AA+BB的接通时间相同，并且控制信号DL2和控制信号DH1的接通时间可以与控制信号Com的接通时间相同)。然而，与相应的初级FET Q1-Q4相比，可能需要延迟同步整流器FETQ6-Q9的接通，以便在导通模式更深而进入到连续模式时避免反向电流。智能商业模拟控制集成电路可以用于控制同步整流器FET Q6-Q9。
根据本发明的另一方面，一种开关模式电源包括用于从输入电力源接收交流(AC)或直流(DC)电压输入的一对输入端子、用于向负载提应直流(DC)电压输出的一对输出端子、电路接地端、以及联接在所述一对输入端子和所述一对输出端子之间的三级LLC电路布置中的至少四个开关。
所述至少四个开关中的第一开关和第二开关限定第一半桥，所述至少四个开关中的第三开关和第四开关限定第二半桥。所述第一半桥联接在所述电路接地端和所述一对输入端子的第一输入端子之间，所述第二半桥联接在所述电路接地端和所述一对输入端子的第二输入端子之间。所述电源还包括联接在所述第二开关和所述第三开关两端的第五开关以在所述第五开关闭合时使所述第二开关和所述第三开关短路。
所述电源可以包括变压器和多个次级开关，其中，所述至少四个开关与所述变压器的初级侧联接，所述多个次级开关与所述变压器的次级侧联接。第一电容器和第一电感器可以联接在所述变压器的初级侧与所述第一半桥之间，第二电容器和第二电感器可以联接在所述变压器的初级侧与所述第二半桥之间。
第一电容器可以联接在电路接地端和所述第一输入端子之间，第二电容器可以联接在电路接地端和所述第二输入端子之间。第一电阻器可以联接在所述电路接地端和所述第一输入端子之间，第二电阻器可以联接在所述电路接地端和所述第二输入端子之间。在一些实施方式中，仅单个第五开关可以联接在所述第二开关和所述第三开关两端。
根据本发明的另一方面，一种开关模式电源包括用于从输入电力源接收交流(AC)或直流(DC)电压输入的一对输入端子、用于向负载提应直流(DC)电压输出的一对输出端子、具有初级侧和次级侧的变压器、以及联接在所述一对输入端子和所述变压器的初级侧之间的三级LLC电路布置中的至少四个开关。
所述至少四个开关中的第一开关和第二开关限定第一半桥，所述至少四个开关中的第三开关和第四开关限定第二半桥。所述电源还包括控制电路。该控制电路包括压控振荡器(VCO)以及多个逻辑门和多个触发器，压控振荡器(VCO)以及多个逻辑门和多个触发器联接成利用零电压开关(ZVS)来操作至少所述四个开关。
所述控制电路包括补偿器、相位比较器和延迟电路，补偿器、相位比较器和延迟电路联接成提供死区时间，从而实现所述至少四个开关的ZVS。所述多个触发器可以包括联接成将VCO输出的频率分成两半的至少两个D触发器，并且所述多个逻辑门的第一对逻辑门和第二对逻辑门可以联接到所述至少两个D触发器中的第一D触发器以生成百分之五十的占空比来控制所述至少四个开关。
在一些实施方式中，所述多个逻辑门的第五逻辑门和第六逻辑门可以联接到所述至少两个D触发器的第二D触发器以生成百分之二十五的占空比，并且所述多个逻辑门的第七逻辑门可以包括或(OR)门，该或(OR)门联接成接收所述第五逻辑门和所述第六逻辑门的输出，从而控制所述第五开关。所述控制电路可以被联接为同时接通第一开关和第三开关以及同时断开第一开关和第三开关、同时接通第二开关和第四开关以及同时断开第二开关和第四开关、在断开所述四个开关的同时接通第五开关以及在接通四个开关的同时断开第五开关。
根据本发明的另一方面，在图11中示出一种开关模式电源300。电源300包括用于从输入电力源V1接收交流(AC)电压输入的一对输入端子302和304、用于向负载(RLOAD)供应直流(DC)电压输出(Vout)的一对输出端子306和308、以及联接在一对输入端子302、304与一对输出端子306、308之间的三级LLC电路布置中的四个开关Q1-Q4。
所述电源还包括联接在一对输入端子302、304与三级LLC电路之间的倍压器功率因数校正(PFC)电路314、以及联接成操作四个开关Q1-Q4的控制电路310(图12中示出)，从而将DC电压输出(Vout)供应给负载(RLOAD)。
电源300的三级LLC电路布置可以与电源200的三级LLC电路布置类似，因此在此将不再重复描述电源300的一些部件。
倍压器PFC电路314被配置为在AC输入电压V1在指定的低线路电压范围内时，将第一PFC电压输出供应给三级LLC电路布置，并且倍压器PFC电路314被配置为在AC输入电压V1在指定的高线路电压范围内时，将第二PFC电压输出供应给三级LLC电路布置。
第二PFC电压输出可以大于第一PFC电压输出。例如，第二PFC电压输出可以是第一PFC电压输出的两倍。在一些实施方式中，第二PFC电压输出可以是至少800伏特(例如，大约880伏特等)，第一PFC电压输出可以是至少400伏特(例如，大约440伏特等)。
指定的低线路电压范围可以不同于指定的高线路电压范围。在一些实施方式中，第一PFC电压输出可以大于指定的低线路电压范围，并且第二PFC电压输出可以大于指定的高线路电压范围。
例如，电源300可以被设计为具有任何合适的AC电压输入(诸如85V至305V范围内的AC电压输入)。倍压器PFC电路(例如，前端PFC)可以将低线路输入(例如，85V至140V AC等)增大至第一PFC电压输出(例如，大约440V DC)，并且可以将高线路输入(例如，85V至277V AC、180V至305V AC等)增大至更高的PFC电压输出(例如，大约880V DC等)。
电源300可以用于任何合适的应用(诸如超大规模应用、电信、服务器电源等)中。倍压器PFC电路可以使用任何合适的电压输入范围与电压输出范围，包括1:2的比率等。
如图11所示，倍压器PFC电路314包括两个PFC电路开关Q6和Q7。控制电路310可以包括两个基准电压(例如，在图15的电源400中示出的基准电压V2和V3)。所述两个基准电压互不相同(例如，2.5V和5V等)。
控制电路310可以被配置为接收感测到的AC电压输入并确定感测到的AC电压输入是在指定的低线路电压范围内还是在指定的高线路电压范围内。然后，当AC电压输入V1在指定的低线路电压范围内时，控制电路310可以根据第一基准电压(例如，V2)来操作PFC电路开关Q6和Q7，以及当AC电压输入V1在指定的高线路电压范围内时，控制电路310可以根据第二基准电压(例如，V3)来操作PFC电路开关Q6和Q7。
倍压器PFC电路314可以包括电感器L2、两个二极管D3和D4以及两个电容器(例如，电容器C6和电容器C7)。所述两个PFC电路开关Q6和Q7联接在电感器L2与输入端子304之间。
二极管D3和D4中的每一个联接在电感器L2与三级LLC电路布置之间。每个电容器可以联接在二极管D3和D4中的相应的一个二极管与电路接地端312之间。控制电路310(或者单独的控制电路)可以被配置为经由脉冲宽度调制(Pulse-Width Modulation，PWM)信号来控制开关Q6和开关Q7。
例如，开关Q6和开关Q7在PWM信号的接通期间导通电流。在断开时间段期间，二极管D4可以在AC输入的正半周期(half-cycle)期间导通电流，而二极管D3可以在AC输入的负半周期期间导通电流。
在低线路电压(例如，85V-140V AC等)期间，PFC电路的输出可以处于第一值(例如，440V DC)。当输入的AC线路电压在高线路电压输入范围(例如，180V-305V AC)内时，PFC电路的输出可以处于较高的值(例如，880V DC)。
例如，在线路电压正半周期期间，开关Q6和开关Q7将在PWM控制信号的接通时间段期间接通，并且电流将从输入端子302开始流过电感器L2，然后流过开关Q6和开关Q7到达输入端子304，输入端子304可以连接到电路接地端312或两个电容器C6和C7的中间点。
在PWM控制信号的断开时间段期间，流过电感器L2的电流将继续流过二极管D4、流过电容器C6并流回到连接至电路接地端312的输入端子304。因此，在线路电压的整个正半周期期间，电容器C6将通过D4充电。
在线路电压的负半周期期间，开关Q6和开关Q7将在PWM控制信号的接通时间段期间接通，并且电流将从与输入端子304连接的电路接地端312开始流过开关Q6和开关Q7，然后流过电感器L2到达输入端子302。
在PWM控制信号的断开时间段期间，流过电感器L2的电流将继续流过输入电力源V1、电容器C7以及二极管D3，流回到输入端子302。因此，在整个负半周期期间，电容器C7将通过二极管D3充电。
尽管图11示出了倍压器PFC电路314(其可以具有比其它电路更低的导通损耗)中的部件的一种特定布置，但是其它电路可以包括更多或更少的开关、电感器、二极管或电容器、以其它合适的电路拓扑布置的部件等。
在一些实施方式中，控制电路310可以被配置为当AC电压输入V1在指定的低线路电压范围内时，在第一操作模式下操作三级LLC电路布置中的开关Q1-Q4，以及当AC电压输入V1在指定的高线路电压范围内时，在第二操作模式下操作三级LLC电路布置中的开关Q1-Q4。第一操作模式可以是对称半桥(Symmetrical Half-Bridge，SHB)操作，第二操作模式可以是非对称半桥(Asymmetrical Half-Bridge，AHB)操作。
如图11所示，开关Q2和开关Q3形成第一半桥，开关Q1和开关Q4形成第二半桥。电源300包括联接在开关Q3和开关Q4两端的开关Q5，以在开关Q5闭合时使开关Q3和开关Q4短路。尽管图11示出了开关Q5，但在一些实施方式中，电源可以不包括开关Q5。
图12示出了电源300的控制电路310。如图12所示，控制电路310包括压控振荡器(VCO)以及多个逻辑门和触发器，压控振荡器(VCO)、多个逻辑门和触发器联接成根据由VCO输出的频率来操作至少四个开关。
除了控制信号AA1和控制信号BB1外，电源300的控制电路310可以与电源200的控制电路210类似，因此在此将不再重复对控制电路310的一些部件的描述。如下面进一步描述的，控制电路310可以根据电源300的SHB操作模式或AHB操作模式选择性地提供不同的控制信号。
例如，控制电路310可以被配置为：当以SHB操作模式操作时，向开关Q1和开关Q2供应第一控制信号AA，向开关Q3和开关Q4供应第二控制信号BB，并且断开开关Q5。
图13示出了在SHB操作模式期间由控制电路310供应的控制信号AA和BB的示例性波形。图13还示出了在SHB操作模式期间流过开关Q2和开关Q3的电流的示例性波形以及电源300中的节点A与节点B(如图11所示)之间的电压。
控制电路310可以被配置为：当以AHB操作模式操作时，供应控制信号AA和AA2以同时接通开关Q2和开关Q4，以及供应控制信号BB和BB2以同时接通开关Q1和开关Q3，如图5所示。控制电路310可以在与接通开关Q1和开关Q3相反的相中接通开关Q2和开关Q4，并且在开关Q1-Q4断开时接通开关Q5。
可替选地，可以将控制信号BB供应给开关Q5，而不是供应给开关Q3和开关Q4，其中，开关Q3和开关Q4处于断开状态(AA2＝BB2＝0)。这可以允许将能量从谐振电容器C1和C2传递到输出端，并且可以将导通损耗降低到大约百分之五十，因为只有单个开关Q5而不是两个开关Q3和Q4导通电流。
图14示出了在SHB操作模式期间可由控制电路310供应的控制信号AA1和BB1的示例性波形。图14还示出了流过开关Q1、开关Q2以及开关Q5的电流的示例性波形。如图14所示，控制信号BB1接通开关Q5，同时断开开关Q1和开关Q2，这可以减少导通损耗，因为只有单个开关Q5导通电流。
鉴于以上所述，在SHB模式期间，控制电路310可以选择AA1和BB1，同时Com为零，或设置AA1＝AA＝BB且Com＝BB1。在AHB模式期间，控制电路310可以选择AA、BB、AA2、BB2和Com。
再次参照图11，在一些实施方式中，控制电路310被配置为操作开关Q1-Q4以将节点A(例如，第一半桥的输出端)与节点B(例如，第二半桥的输出端)之间的电压维持为当在SHB操作模式下操作时与当在AHB操作模式下操作时相同。
例如，对于低线路电压输入范围(例如，大约440V)，维持的节点A与节点B之间的电压可以与倍压器PFC电路314的输出相同，而不管AC电压输入是在低线路电压输入范围内还是在高线路电压输入范围内。
例如，图6示出了在AHB操作模式期间针对开关Q1-Q5的示例性电流波形。在AHB模式下，开关Q1-Q4可以获得百分之五十的输入电压。由于倍压器PFC电路输出电压为例如高线路电压880V，因此电源300的节点A和节点B两端的电压将为例如440V。
图13示出了在SHB操作模式期间针对低线路输入电压的对于开关Q2和开关Q3的示例性控制信号和电流。如图13所示，开关Q1和开关Q2接收相同的驱动信号AA，而开关Q3和开关Q4接收相同的驱动信号BB。流过开关Q1、开关Q2的电流将与I(Q2-D)相同，而流过开关Q3、开关Q4的电流将与I(Q3-D)相同。因此，在低线路电压状态下(例如440V)，电源300的节点A与节点B两端的电压将等于PFC输出电压。
因此，非对称半桥模式可以仅允许将针对高线路电压输入的PFC输出电压(例如，880V)的一半(例如，440V)施加到三级LLC电路的LLC部件。在低线路电压输入期间，三级LLC电路在对称半桥模式下操作，使得节点A与节点B之间的电压(例如，440V)等于PFC的输出电压(例如，440V)。
这两种操作模式可以基于模式改变方案，其中，在低线路电压输入(例如，85V至140V AC等)与高线路电压输入(例如，85V至277V、180V至305V等)之间感测倍压器PFC电路314的输入电压，以及将PFC电路的输出电压设置为相应的低值(例如，440V)或高值(例如，880V)。因此，PFC电路314可以在低线路电压输入范围和高线路电压输入范围内操作为倍压器。
因此，在低线路电压PFC电路操作和高线路电压PFC电路操作期间，节点A与节点B之间的节点电压维持在例如440V。因此，可以使用相同的LLC谐振部件、主变压器和输出整流器部件，即使LLC从例如低线路电压的440V到例如高线路电压的880V操作。
电源300可以提供一种或多种优势，诸如，与传统的三级LLC电路相比，减少了导通损耗并提高了效率；在低线路电压输入范围内，每个电容器的升压较低(例如200V)，从而以较小的升压比提高低线路电压效率；由于对于不同的电压仅需要改变控制模式而不需要改变电力部件，因此LLC的操作范围更广；在高线路电压非对称模式下并联使用大容量的电容器等。
图15示出了根据本发明的另一方面的示例性电源400。电源400包括三级LLC电路布置，该三级LLC电路布置可以与电源200和电源300的三级LLC电路布置类似。
电源400还包括倍压器PFC电路414和控制电路。该控制电路包括PFC控制器416、基准电压选择器418和LLC控制器420。如果AC电压输入V1在低线路电压范围内，则基准电压选择器418可以选择基准电压V2，如果AC电压输入V1在高线路电压范围内，则基准电压选择器418可以选择基准电压V3。
PFC控制器416从基准电压选择器418接收选择的基准电压并操作倍压器PFC电路以将合适的低电压或高电压输出到三级LLC电路。LLC控制器420从基准电压选择器418接收选择的基准电压并控制开关Q1-Q4在合适的AHB模式或SHB模式下操作。
如本文所述，示例性电源和控制电路可以包括微处理器、微控制器、集成电路、数字信号处理器等，该微处理器、微控制器、集成电路、数字信号处理器等可以包括存储器。电源和控制电路可以被配置为使用任何合适的硬件和/或软件实现来执行(例如，可操作以执行等)本文描述的任何示例过程。例如，电源和控制器可以执行存储在存储器中的计算机可执行指令，可以包括一个或多个逻辑门、控制电路等。PFC倍压器电路可以包括如上所述的用于升高输入电压的任何合适的电路布置。
根据本发明的另一方面，公开了一种操作开关模式电源的方法。所述电源包括一对输入端子、一对输出端子、联接在所述一对输入端子与所述一对输出端子之间的三级LLC电路布置中的至少四个开关、以及联接在倍压器功率因数校正(PFC)电路中的至少两个PFC电路开关，所述倍压器功率因数校正(PFC)电路联接在所述一对输入端子与所述三级LLC电路之间。
所述方法包括：操作倍压器功率因数校正电路中的至少两个PFC开关以增大在所述一对输入端子处接收到的AC电压输入，并将增大的电压供应给三级LLC电路，以及操作所述三级LLC电路的至少四个开关以将DC电压输出供应给所述一对输出端子。
在一些实施方式中，操作至少两个PFC开关包括：当AC电压输入在指定的低线路电压范围内时，将第一PFC电压输出供应给三级LLC电路布置，以及当AC电压输入在指定的高线路电压范围内时，将第二PFC电压输出供应给三级LLC电路布置。第二PFC电压输出大于第一PFC电压输出，并且指定的低线路电压范围不同于指定的高线路电压范围。
所述电源可以包括第一基准电压和第二基准电压，并且所述方法还可以包括感测AC电压输入并确定感测到的AC电压输入是在指定的低线路电压范围内还是在指定的高线路电压范围内。
操作至少两个PFC电路开关可以包括：当AC电压输入在指定的低线路电压范围内时，根据第一基准电压操作至少两个PFC电路开关，以及当AC电压输入在指定的高线路电压范围内时，根据第二基准电压操作至少两个PFC电路开关。
在一些实施方式中，操作三级LLC电路的至少四个开关可以包括：当AC电压输入在指定的低线路电压范围内时，以第一操作模式操作三级LLC电路布置的至少四个开关，以及当AC电压输入在指定的高线路电压范围内时，以第二操作模式操作三级LLC电路布置的至少四个开关。第一操作模式可以包括对称半桥(SHB)操作，第二操作模式可以包括非对称半桥(AHB)操作。
三级LLC电路布置的至少四个开关中的第一开关和第二开关可以限定第一半桥，并且三级LLC电路布置的至少四个开关中的第三开关和第四开关可以限定第二半桥。所述电源还包括联接在第二开关和第三开关两端的第五开关，以在第五开关闭合时使第二开关和第三开关短路。
操作三级LLC电路的至少四个开关可以包括：当以SHB操作模式操作时，将第一控制信号供应给第一开关和第二开关，将第二控制信号供应给第三开关和第四开关，并且断开第五开关。
操作三级LLC电路的至少四个开关可以包括：当以SHB操作模式操作时，将第一控制信号供应给第一开关和第二开关，将第二控制信号供应给第五开关同时断开第三开关和第四开关。
在一些实施方式中，操作三级LLC电路的至少四个开关可以包括：当以AHB操作模式操作时，供应控制信号以同时接通第一开关和第三开关，在与第一开关和第三开关相反的相中接通第二开关和第四开关，以及在断开三级LLC电路布置的至少四个开关的同时接通第五开关。
出于说明和描述的目的，已经提供了实施方式的前述描述。这并不旨在穷举或限制本发明。特定实施方式的各个元件或特征通常不限于该特定实施方式，而是在可适用时，可以互换并且可以在所选定的实施方式中使用，即使没有具体示出或描述。特定实施方式的各个元件或特征也可以以多种方式变化。这些变化不应当视为背离本发明，并且所有这些修改旨在包括在本发明的范围内。

Claims (10)

1.一种开关模式电源，包括：
一对输入端子，所述一对输入端子用于从输入电力源接收交流或直流电压输入；
一对输出端子，所述一对输出端子用于向负载供应直流电压输出；
至少四个开关，所述至少四个开关联接在所述一对输入端子与所述一对输出端子之间的三级LLC电路布置中；
倍压器功率因数校正电路，所述倍压器功率因数校正电路联接在所述一对输入端子与所述三级LLC电路布置之间；以及
控制电路，所述控制电路联接成操作所述至少四个开关以向所述负载供应所述直流电压输出。
2.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中，
所述倍压器功率因数校正电路被配置为当所述电压输入在指定的低线路电压范围内时，将第一功率因数校正电压输出供应给所述三级LLC电路布置；
所述倍压器功率因数校正电路被配置为当所述电压输入在指定的高线路电压范围内时，将第二功率因数校正电压输出供应给所述三级LLC电路布置；
所述第二功率因数校正电压输出大于所述第一功率因数校正电压输出；以及
所述指定的低线路电压范围不同于所述指定的高线路电压范围。
3.根据权利要求2所述的开关模式电源，其中，
所述倍压器功率因数校正电路包括至少两个功率因数校正电路开关，所述控制电路包括第一基准电压和第二基准电压，所述第一基准电压不同于所述第二基准电压，并且所述控制电路被配置为：
接收感测到的电压输入，并确定所述感测到的电压输入是在所述指定的低线路电压范围内还是在所述指定的高线路电压范围内；
当所述电压输入在所述指定的低线路电压范围内时，根据所述第一基准电压来操作所述至少两个功率因数校正电路开关；以及
当所述电压输入在所述指定的高线路电压范围内时，根据所述第二基准电压来操作所述至少两个功率因数校正电路开关。
4.根据权利要求3所述的开关模式电源，其中，所述倍压器功率因数校正电路包括电感器、两个二极管和两个电容器，所述至少两个功率因数校正电路开关联接在所述电感器与所述一对输入端子中的一个输入端子之间，每个二极管联接在所述电感器与所述三级LLC电路布置之间，每个电容器与所述两个二极管中的相应的一个二极管联接，以及所述控制电路被配置为经由脉冲宽度调制信号来控制所述至少两个功率因数校正电路开关。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的开关模式电源，其中，
所述控制电路被配置为当所述电压输入在所述指定的低线路电压范围内时，以第一操作模式操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关；以及
所述控制电路被配置为当所述电压输入在所述指定的高线路电压范围内时，以第二操作模式操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关。
6.根据权利要求5所述的开关模式电源，其中，所述第一操作模式为对称半桥操作，所述第二操作模式为非对称半桥操作。
7.根据权利要求6所述的开关模式电源，其中，
所述三级LLC电路布置的所述至少四个开关中的第一开关和第二开关限定第一半桥，并且所述三级LLC电路布置的所述至少四个开关中的第三开关和第四开关限定第二半桥；
所述开关模式电源还包括第五开关，所述第五开关联接在所述第二开关和所述第三开关两端，以在所述第五开关闭合时使所述第二开关和所述第三开关短路；以及
所述控制电路包括压控振荡器以及多个逻辑门和多个触发器，所述压控振荡器以及所述多个逻辑门和所述多个触发器联接成根据由所述压控振荡器输出的频率来操作所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关。
8.根据权利要求7所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置为：当以对称半桥操作模式操作时，将第一控制信号供应给所述第一开关和所述第二开关、将第二控制信号供应给所述第三开关和所述第四开关、并断开所述第五开关。
9.根据权利要求7所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置为：当以对称半桥操作模式操作时，将第一控制信号供应给所述第一开关和所述第二开关，并且在所述第三开关和所述第四开关断开的同时将第二控制信号供应给所述第五开关。
10.根据权利要求7至9中任一项所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置为：当以非对称半桥操作模式操作时，供应控制信号以同时接通所述第一开关和所述第三开关，在与接通所述第一开关和所述第三开关相反的相中接通所述第二开关和所述第四开关，以及在所述三级LLC电路布置中的所述至少四个开关断开的同时接通所述第五开关。
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