CN113285620B - 一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法，包括：模块化多电平换流器；以及与所述模块化多电平换流器串联的多端口柔性互联模块。本发明可实现多交流线路和直流电网在同一个换流站的站内互联以及对于交流线路潮流的主动控制；本发明和现有常用的交直流换流站组网结构相比，采用无变压器式结构，采用多条交流线路同时馈入的方式以及交直流电网互联的方式，在功率密度、换流站体积、建设成本、供电可靠性、供电***运行效率等方面具备巨大优势；本发明中的利用多端柔性互联模块实现多交流线路的柔性互联，具备模块化的特点，通过增加互联模块中第一单相换流器的数量，可经济、高效、方便的实现交流线路的端口拓展。

Description

一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法

技术领域

本发明涉及中高压交直流混合电网、交直流换流站组网结构和电力电子的技术领域，尤其涉及一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法。

背景技术

交直流混合电网凭借着其在供电容量、供电可靠性、电能质量和***灵活性等方面的优势，正逐步成为国内外研究的热点。交直流换流站是连接直流电网和交流电网连接的纽带，电力电子换流器则作为交直流换流站中的核心设备，通常为电压源型换流器(voltage source converter,VSC)，可分为两电平拓扑、三电平拓扑和模块化多电平拓扑，两电平和三电平拓扑的换流器结构简单，技术较为成熟，但在中高压场合下需要大量IGBT串联使用，由此带来均压问题，目前能解决该问题的只有ABB一家公司；同时，为了得到较好的动态特性与谐波特性，两电平和三电平换流器需要高频投切，导致开关损耗较大；模块化多电平换流器(MMC)拓扑结构采用子模块级联的方式，降低对于器件耐压等级的要求，在制造难度、开关损耗、波形质量以及故障处理能力上都具备显著优势，因此更适合于中高压场合的应用。此外，交直流换流站的组网结构会对***成本、供电可靠性、保护配置以及控制灵活性等诸多方面产生影响，而提供一种方法可以实现多交流线路功能的基础上满足低成本、高功率密度等应用需求是亟待解决的问题。

发明内容

本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。

鉴于上述现有存在的问题，提出了本发明。

因此，本发明解决的技术问题是：现有的交直流换流站组网结构只能实现单一交流线路的馈入，不具备多交流线路互联和交直流线路的主动潮流解耦控制功能。

为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：模块化多电平换流器；以及，与所述模块化多电平换流器串联的多端口柔性互联模块。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器的一种优选方案，其中：所述模块化多电平换流器包括中高压级电压源型换流器。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器的一种优选方案，其中：所述多端口柔性互联模块包括多个并联在公共直流母线上的第一单相换流器，每个单相换流器的交流输出端口均与相应的交流线路相连。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器的一种优选方案，其中：所述模块化多电平换流器子模块拓扑包括半桥型子模块拓扑、全桥型子模块拓扑、箝位型双子模块拓扑，或者多种结构混联的拓扑。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器的一种优选方案，其中：所述公共直流母线包括中低压直流母线，与所述中低压直流母线相连的公共连接电容为其提供电压。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器的一种优选方案，其中：所述多端口柔性互联模块根据是否包含第二单相换流器以及包含的第二单相换流器与所述模块化多电平换流器上、下桥臂的接线方式的不同，分为三种方案，包括，方案1：所述多端口柔性互联模块不包含所述第二单相换流器，模块化多电平换流器的上、下桥臂的交流输出端口分别与所述多端口柔性互联模块的公共直流母线的正、负极相连；方案2：所述多端口柔性互联模块中包含一个与所述第一单相换流器同样并联在公共直流母线两端的所述第二单相换流器，模块化多电平换流器的交流端口与所述第二单相换流器的交流输出端口相连；方案3：所述多端口柔性互联模块包含与交流线路数量匹配的第一单相换流器以及两个第二单相换流器，所述第一单相换流器以及两个第二单相换流器并联在公共直流母线两端，所述的两个第二单相换流器的交流输出端口分别与所述模块化多电平换流器的上、下桥臂的交流输出端口相连。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器的一种优选方案，其中：所述第一单相换流器和第二单相换流器包括电压源型单相变流器。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器的一种优选方案，其中：所述多端口柔性互联模块中的第一单相换流器或者第二单相换流器的拓扑包括两电平半桥型变流器、三电平半桥型变流器或者是能进行功率双向流动单相桥型变流器。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器的一种优选方案，其中：所述多端口柔性互联模块中的单相换流器端口输出电压中包括相同大小的直流成分和根据需求控制得到的不同的交流成分；所述单相换流器输出端口电压的直流成分为所述公共直流母线电压值的一半。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：包括，交流线路潮流控制、模块化多电平换流器控制和公共直流母线电压平衡控制。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：还包括，所述多端口柔性互联模块和所述模块化多电平换流器通过协同控制，将多条交流线路与直流电网柔性进行互联，并调节多条线路上的潮流分布；当所述多端口柔性互联模块互联了n条交流线路时，对各条交流线路上的潮流P₁～P_n和Q₁～Q_n以及直流侧负载功率P_L进行控制，其中一条交流线路的有功功率将通过***的能量平衡自动调节，仅对所述线路上的无功功率进行控制，将所述交流线路定义为交流线路1；在所述控制中，锁相环锁定的三相交流分量为定无功功率控制的所述交流线路1的三相节点电压，通过实时输出的电网电压的相位，将三相交流a-b-c坐标系下的电压电流通过Park变换转换至d-q坐标系中进行有功无功分量的解耦控制。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：所述交流线路潮流控制包括，以交流线路1为基准，列写线路1节点电压v_1j到线路k的节点电压v_kj的动态方程并将其转换至d-q坐标系下得到如下方程：

其中，V_1d、V_1q、V_kd、V_kq、I_1d、I_1q、I_kd、I_kq分别为线路1与线路k节点电压电流的d-q轴分量，L₁、R₁、L_k、R_k分别为线路1与线路k上的电感与等效电阻，ω表示电网角频率，ΔU_c1kd、ΔU_c1kd为等效电压Δu_c1kj＝u_c1j-u_ckj的d-q轴分量，u_c1j为与交流线路1相连的第一单相换流器输出电压中的交流成分，u_ckj为与交流线路k相连的第一单相换流器输出电压中的交流成分，j＝a,b,c。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：还包括，利用PI控制器对所述线路k上的电流进行闭环控制，具体控制方程如下所示：

其中，上标*代表各自分量的参考值，k_pk和k_ik分别为线路k的潮流控制环PI调节器的比例与积分系数，V_1d、V_1q、V_kd、V_kq为前馈项，ωL₁I_1d、ωL₁I_1q、ωL_kI_kd、ωL_kI_kq为前馈解耦项；

所述交流线路潮流控制环的线路电流的d轴分量参考值

和q轴分量参考值

根据交流线路k的有功功率参考值

和无功功率参考值Q_k*计算得到：

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：所述模块化多电平换流器控制包括，当多交流端口模块化多电平换流器中的MIM中仅包含一个第二单相换流器时，建立MMC交流端口与上、下桥臂的电流的数学模型，并进行Park将其转换至与交流线路1同步旋转的d-q坐标系下得到：

其中，U_od、U_oq、I_od、I_oq分别为MMC交流端口处的电压u_oj和电流i_oj的d-q轴分量，ΔV_d、ΔV_q分别为MMC等效电压Δv_j＝(u_nj-u_pj)/2的d-q轴分量，u_pj、u_nj分别为MMC的上、下桥臂等效电压，L₀、R₀分别为MMC桥臂电感L和桥臂电阻R的一半，j＝a,b,c；

利用PI控制器对MMC交流侧电流i_oj进行闭环控制，具体控制方程如下所示：

其中，上标*代表各自分量的参考值，k_po和k_io分别为MMC电流内环控制中PI调节器的比例和积分调节系数，U_od、U_oq为MMC交流端口电压扰动抑制项，用于增强控制环的抗干扰能力，ωL₀I_od、ωL₀I_oq为前馈解耦项；所述MMC的有功电流参考值

无功电流参考值

无功功率参考值

的计算表达式如下：

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：还包括，当多交流端口模块化多电平换流器中的MIM中不包含第二单相变换器或包含两个第二单相变换器时，MMC交流端口处的电流i_oj为各条交流线路的电流之和为：

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：还包括，当所述MIM采用方案2的结构时，所述MMC的上桥臂的调制波

和下桥臂的调制波

包括的计算表达式如下所示：

当所述MIM采用方案1的结构时，所述MMC的上桥臂的调制波

和下桥臂的调制波

包括的计算表达式如下所示：

当所述MIM采用方案3的结构时，所述MMC的上桥臂的调制波

和下桥臂的调制波

包括的计算表达式如下所示：

其中，

为用于控制MIM能量平衡以及MMC上、下桥臂能量平衡而在MMC桥臂中注入的基频环流。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：所述公共直流母线电压平衡控制包括，当所述MIM采用方案1的拓扑，控制方程如下：

其中，V_linka、V_linkb、V_linkc为三相公共直流母线电压，

为前馈的三相参考电压，k_p1、k_i1分别为该方案中的比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数；

参考电压为：

其中，

为与交流线路1相连的第一单相换流器j相调制参考电压，

为与交流线路k相连的第一单相换流器j相调制参考电压，V_common,dc为第一单相换流器和第二单相换流器共有的直流分量参考值，该参考值大于零且小于公共直流母线电压

当所述MIM采用方案2的拓扑，控制方程如下：

其中，k_p2、k_i2分别为比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数，前馈项为0；

各第一单相换流器和第二单相换流器的调制参考电压为：

当所述MIM采用方案3的拓扑，控制方程如下：

其中，k_p3、k_i3分别为该方案中的比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数；

各第一单相换流器和第二单相换流器的调制参考电压为：

其中，

为与MMC上桥臂相连的第二单相换流器的三相参考电压j相交流参考电压。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：所述第一单相换流器和第二单相换流器的交流等效电压的分配方式所需满足的基本条件方程包括，当所述MIM采用方案1的拓扑，所述第一单相换流器输出电压的等效交流分量与线路电流满足下列关系：

其中，

为与交流线路1相连的第一单相换流器输出电压交流分量的矢量表达，

为所述多交流端口模块化多电平换流器的与交流线路k相连的第一单相换流器输出电压交流分量的矢量表达，

为交流线路k进行目标潮流控制时，所需的交流线路1和交流线路k之间的串联等效电压交流分量的矢量表达，

为线路k上的交流电流矢量的共轭表达，V_link为多交流端口模块化多电平换流器的MIM中的公共直流母线间的电压大小，I_dc为所述多交流端口模块化多电平换流器的直流侧流出MMC的电流，n为所述多交流端口模块化多电平换流器的交流侧互联的交流线路数量；

当所述MIM采用方案2的拓扑，所述各第一单相换流器、第二单相换流器线路电流满足下列基本条件：

其中，

为与MMC相连的第二单相换流器等效电压交流分量的矢量表达，

为流入MMC交流端口的交流电流矢量的共轭表达；

当所述MIM采用方案3的拓扑，所述各第一单相换流器、第二单相换流器线路电流以及注入的基频环流满足下列基本条件：

其中，

为与MMC上、下桥臂相连的第二单相换流器等效电压交流分量的矢量表达，

为各交流线路电流矢量和的共轭表达，

为注入的基频环流的共轭表达。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：所述第一单相换流器和第二单相换流器的交流等效电压的分配方式中

的选取包括，所述多端口柔性互联模块在配网馈线上串联等效电压的分配方式为：

对于MIM采用方案1的情况，

为与线路1串联的单相换流器输出电压的前馈项；所述

的选取满足各第一单相换流器和第二单相换流器输出电压的交流分量幅值的最大值最小：当所述MIM采用方案1的拓扑，所述

的选取满足

取到最小值；当所述MIM采用方案2的拓扑，所述

的选取满足

取到最小值；当所述MIM采用方案3的拓扑，所述

的选取满足

取到最小值。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：所述多交流端口模块化多电平换流器串联在馈线上的电压的过压保护策略包括，在所述多端口柔性互联模块中的第一单相换流器的交流输出端口间并联一个保护装置；所述保护装置由金属氧化物限压器和晶闸管旁路开关并联组成，所述金属氧化物限压器将电压限制在保护水平，所述晶闸管旁路开关通过将第一单相换流器的交流输出端口旁路；所述晶闸管旁路开关由反并联晶闸管、阻容回路以及静态电阻并联后再与一个饱和电抗器串联构成。

作为本发明所述的多交流端口模块化多电平换流器控制方法的一种优选方案，其中：所述多交流端口模块化多电平换流器的启动策略包括，第一阶段：不控充电阶段，交流线路1串联限流电阻并网，所有开关闭锁，交流电网电流经各开关的续流二极管对多交流端口模块化多电平换流器内的电容进行充电；第二阶段：受控充电阶段，在所述第一阶段不控充电完成后，各电容电压尚未达到参考值，通过开关轮流投切的方式使得回路中的充电电容个数一定，将多交流端口模块化多电平换流器内电容电压进一步提升；第三阶段：斜坡升压阶段，在所述第二阶段充电结束后，投入电压控制环并给定采用斜坡变化的参考电压，将各电容电压充电至参考值；第四阶段：交流线路投入阶段，在充电完成后，其余各条交流线路配合各自的线路电流控制环和与之相连的第一单相换流器的参考给定输出实现软投入。

本发明的有益效果：本发明创新性的在模块化多电平换流器的基础上引入多端口柔性互联模块(MIM)，提供了多个交流线路馈入端口，实现多交流线路和直流电网在同一个换流站的站内互联；通过调节与交流线路相连的第一单相换流器的输出电压交流分量的幅值和相位，可实现对于交流线路潮流的主动控制；本发明和现有常用的交直流换流站组网结构相比，采用无变压器式结构，采用多条交流线路同时馈入的方式以及交直流电网互联的方式，在功率密度、换流站体积、建设成本、供电可靠性、供电***运行效率等方面具备巨大优势；本发明中的利用多端口柔性互联模块实现多交流线路的柔性互联，具备模块化的特点，通过增加互联模块中第一单相换流器的数量，可经济、高效、方便的实现交流线路的端口拓展。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：

图1为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的交直流换流站的四种典型组网结构的***示意图；

图2为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的电压源型换流器和电压源型单相换流器的典型拓扑举例示意图；

图3为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的模块化多电平换流器的子模块的一些典型拓扑举例示意图；

图4为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的不包含第二单相换流器的拓扑结构及其互联多交流线路的***接线示意图；

图5为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的仅包含单个第二单相换流器的拓扑结构及其互联多交流线路的***接线示意图；

图6为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的包含两个第二单相换流器的拓扑结构及其互联多交流线路的***接线示意图；

图7为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的采用单个所述多交流端口模块化多电平换流为核心设备的多线路多电压等级交直流电网柔性互联***示意图；

图8为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的采用多个所述多交流端口模块化多电平换流为核心设备的多线路多电压等级交直流电网柔性互联***示意图；

图9为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的单相换流器的过电压保护方式接线图及保护装置内部示意图；

图10为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的采用如图5所示结构，并且多端口柔性互联装置第一单相换流器、第二单相换流器和模块化多电平换流器的子模块均采用两电平半桥型换流器拓扑实现两条交流线路互联的换流站拓扑结构及***接线示意图；

图11为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的采用如图5所示结构，并且多端口柔性互联装置第一单相换流器、第二单相换流器和模块化多电平换流器的子模块均采用两电平半桥型换流器拓扑实现两条交流线路互联的换流站的控制框图；

图12为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的第一种工况仿真下的直流线路有功功率、各交流线路潮流、线路电流、直流侧电流和装置内子模块电容电压波形图；

图13为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的第二种工况仿真下的直流线路有功功率、各交流线路潮流、线路电流、直流侧电流和装置内子模块电容电压波形图；

图14为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的第三种工况仿真下的直流线路有功功率、各交流线路潮流、线路电流、直流侧电流和装置内子模块电容电压波形图；

图15为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的第四种工况仿真下的直流线路有功功率、各交流线路潮流、线路电流、直流侧电流和装置内子模块电容电压波形图；

图16为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的采用如图5所示结构，并且多端口柔性互联装置第一单相换流器、第二单相换流器和模块化多电平换流器的子模块均采用两电平半桥型换流器拓扑实现三条交流线路互联的换流站拓扑结构及***接线示意图；

图17为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的采用如图5所示结构，并且多端口柔性互联装置第一单相换流器、第二单相换流器和模块化多电平换流器的子模块均采用两电平半桥型换流器拓扑实现三条交流线路互联的换流站的控制框图；

图18为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的仿真中的直流线路有功功率、各交流线路潮流、线路电流、直流侧电流和装置内子模块电容电压波形图；

图19为本发明一个实施例提供的一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法的另一个仿真中的直流线路有功功率、各交流线路潮流、线路电流、直流侧电流和装置内子模块电容电压波形图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式做详细的说明，显然所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明的保护的范围。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

其次，此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。

本发明结合示意图进行详细描述，在详述本发明实施例时，为便于说明，表示器件结构的剖面图会不依一般比例作局部放大，而且所述示意图只是示例，其在此不应限制本发明保护的范围。此外，在实际制作中应包含长度、宽度及深度的三维空间尺寸。

同时在本发明的描述中，需要说明的是，术语中的“上、下、内和外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一、第二或第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

本发明中除非另有明确的规定和限定，术语“安装、相连、连接”应做广义理解，例如：可以是固定连接、可拆卸连接或一体式连接；同样可以是机械连接、电连接或直接连接，也可以通过中间媒介间接相连，也可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

实施例1

交直流换流站的组网结构会对***成本、供电可靠性、保护配置以及控制灵活性等诸多方面产生影响。根据交直流换流站接线方式的不同，其组网结构可分为4类，如图1(a)-(d)所示，分别为：单交流线路+单换流站+单直流母线，多交流线路+单换流站+单直流母线，多交流线路+多换流站+多直流母线以及混合型。以下，将这4种结构分别简称为方案a-d，现有供电网络的组网结构都可纳为方案a-c；方案a中由于直流电网能量由单一交流母线供给，其供电可靠性一般，并且供电范围较小；方案b在方案a的基础上引入多条交流线路，构成多端辐射型供电网络，各条交流线路间互为备用，提高了供电可靠性，但增加了备用线路成本，同时存在电磁环网与无功环流问题；方案c中每条交流线路均通过换流站接入直流母线，每条直流母线可分段运行，也可实现柔性互联运行，该方案具备极大的灵活性和较高的供电可靠性，但成本较高；而方案d将多端交流线路直接馈入换流站，利用协调控制手段实现线路潮流的灵活调节与线路间的功率互济，不但有效解决了方案b的无功环流问题，而且在满足方案c柔性互联需求的同时，在成本以及功率密度上也远优于方案c。

因此，本发明在方案d的基础上提出一种适用于中高压交直流混合电网的多交流端口模块化多电平换流器及其控制方式，在实现多交流线路功能的基础上满足低成本、高功率密度等应用需求。

参照图1～9，为本发明的一个实施例，提供了一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法，包括：

模块化多电平换流器；以及

与模块化多电平换流器串联的多端口柔性互联模块。

具体的，本发明提出一种适用于中高压交直流混合电网的具备主动潮流控制能力的多端口模块化多电平换流器，在同一换流站站内实现了多端交流线路与中高压直流电网的换流；多交流端口模块化多电平换流器包括一个模块化多电平换流器(ModularMultilevel Converter,MMC)以及与之串联的一个多端口柔性互联模块(Multi-portinterconnector module,MIM)。

其中，多交流端口模块化多电平换流器中的MMC为中高压级电压源型换流器，具备有功功率双向流动功能，有功功率既可以从交流侧流向直流侧，也可以从直流侧流向交流侧。多交流端口模块化多电平换流器中的MIM包括多个并联在公共直流母线上的第一单相换流器，每个单相换流器的交流输出端口均与相应的交流线路相连，其中，公共直流母线为中低压直流母线，与之相连的公共连接电容为其提供电压支撑；通过改变第一单相换流器输出电压中交流分量的幅值与相位，可主动实现与之相连的交流线路潮流的灵活调节。以下将与交流线路串联的第一单相换流器输出电压中的交流分量称为串联等效电压。

进一步的，如图3所示，MMC子模块拓扑可选用半桥型子模块拓扑、全桥型子模块拓扑、箝位型双子模块拓扑，或者采用其他可行结构以及多种结构混联的拓扑。

更进一步的，MIM按照是否包含第二单相换流器以及包含的第二单相换流器与MMC上、下桥臂的接线方式的不同，可分为三种方案，分别如图4、5、6所示；该三种方案均可实现多交流线路与直流电网间的柔性互联；具体的，在方案1中，MIM不包含第二单相换流器，MMC的上、下桥臂的交流输出端口分别与MIM的公共直流母线的正、负极相连，通过调节与基准线路相连的第一单相变换器的输出电压来维持MIM能量的平衡，从而保证公共直流母线电压的稳定；在方案2中，MIM中包含一个与第一单相换流器同样并联在公共直流母线两端的第二单相换流器，MMC的交流端口与第二单相换流器的交流输出端口相连，除了采用方案1中的方法还可通过调节第二单相换流器的交流输出电压的幅值与相位，实现MIM吸收与发出有功功率的平衡；在方案3中，MIM包含与交流线路数量匹配的第一单相换流器以及两个第二单相换流器，它们均并联在公共直流母线两端，两个第二单相换流器的交流输出端口分别与MMC的上、下桥臂的交流输出端口相连，在该方案下不仅可以通过采用方案1中的方法或者调节第二单相换流器中输出电压中交流分量的幅值与相位，还可利用MMC桥臂上的环流与第二单相换流器中的直流分量进行功率交换，从而实现MIM的能量平衡以维持公共直流母线电压的稳定，进而保证整个***安全稳定的运行。

其中，第一单相换流器和第二单相换流器均为电压源型单相变流器；MIM中的第一单相换流器或者第二单相换流器的拓扑可以是两电平半桥型变流器，也可以是三电平半桥型变流器，或者其他可实现功率双向流动的单相桥型变流器。

另外，本发明提供一种应用于多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，包括：交流线路潮流控制、模块化多电平换流器控制和公共直流母线电压平衡控制。

具体的，多交流端口模块化多电平换流器通过多端口柔性互联模块和MMC的协同控制，实现了多条交流线路与直流电网的柔性互联，同时可灵活调节多条线路上的潮流分布以满足直流侧负载的用电需求；当多端口柔性互联模块互联了n条交流线路时，根据***潮流控制的需求，需对各条交流线路上的潮流P₁～P_n和Q₁～Q_n以及直流侧负载功率P_L进行控制，但考虑到线路损耗和器件损耗等因素，其中一条交流线路的有功功率将通过***的能量平衡自动调节，因此仅需对该线路上的无功功率进行控制；下面，将上述交流线路称为交流线路1，其他交流线路分别称为交流线路k(k＝2,...,n)。

在多端口模块化多电平换流器的控制中，锁相环锁定的三相交流分量为定无功功率控制的交流线路1的三相节点电压，通过实时输出的电网电压的相位，将三相交流a-b-c坐标系下的电压电流通过Park变换转换至d-q坐标系中进行有功无功分量的解耦控制。

更加具体的，对上述的交流线路潮流控制、MMC控制和公共直流母线电压平衡控制这三部分控制分别讲述：

(1)交流线路潮流控制的控制目标为交流线路1的无功功率达到参考值

交流线路k的有功功率达到参考值

以及交流线路k的无功功率达到参考值

针对线路潮流控制，以交流线路1为基准，列写线路1节点电压v_1j到线路k的节点电压v_kj的动态方程并将其转换至d-q坐标系下可得到如下方程：

其中，V_1d、V_1q、V_kd、V_kq、I_1d、I_1q、I_kd、I_kq分别为线路1与线路k节点电压电流的d-q轴分量，L₁、R₁、L_k、R_k分别为线路1与线路k上的电感与等效电阻，ω表示电网角频率，ΔU_c1kd、ΔU_c1kd为等效电压Δu_c1kj＝u_c1j-u_ckj的d-q轴分量，u_c1j为与交流线路1相连的第一单相换流器输出电压中的交流成分，u_ckj为与交流线路k相连的第一单相换流器输出电压中的交流成分，(j＝a,b,c)。

其中，线路潮流控制在d-q坐标系下进行，其输出为ΔU_c1kd和ΔU_c1kd，经Park逆变换后可得线路1与线路k间第一换流器的三相等效电压差Δu_c1kj。由于上式存在L₁dI_1d/dt+I_1dR₁、L₁dI_1q/dt+I_1qR₁、L_kdI_kd/dt+I_kdR_k、L_kdI_kq/dt+I_kqR_k微分环节，若将其纳入潮流控制环的前馈扰动消除环节中，会一定程度的降低控制环的性能。因此，在设计控制环时将该微分项忽略，利用PI控制器对线路k上的电流进行闭环控制，具体控制方程如下所示：

其中，上标*代表各自分量的参考值，k_pk和k_ik分别为线路k的潮流控制环PI调节器的比例与积分系数，V_1d、V_1q、V_kd、V_kq为前馈项，提高潮流控制控制环对线路节点电压的抗干扰能力，ωL₁I_1d、ωL₁I_1q、ωL_kI_kd、ωL_kI_kq为前馈解耦项，可实现d轴有功功率控制与q轴无功功率控制的解耦。

由于线路目标潮流与线路节点电压、电流之间存在下列关系，因此交流线路潮流控制环的线路电流的d轴分量参考值

和q轴分量参考值

可根据交流线路k的有功功率参考值

和无功功率参考值

计算得到：

(2)多交流端口模块化多电平换流器中的MMC的控制目标为MMC直流侧的定功率控制达到参考值

和交流线路1的定无功功率控制达到参考值

按照MMC控制环节的不同，MMC控制可由外环有功功率控制、外环无功功率控制、内环电流控制、电容电压平衡控制、二倍频环流抑制和调制这六部分组成，当采用上述方案3中的拓扑结构时，MMC控制还包含基频环流注入控制；本发明中多交流端口模块化多电平换流器的三种方案中的电容电压平衡控制以及二倍频环流抑制功能与常规MMC一致。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM中仅包含一个第二单相换流器，即考虑上述方案2的拓扑结构；针对MMC控制，建立其MMC交流端口与上、下桥臂的电流的数学模型，并进行Park将其转换至与交流线路1同步旋转的d-q坐标系下可得：

其中，U_od、U_oq、I_od、I_oq分别为MMC交流端口处的电压u_oj和电流i_oj的d-q轴分量，ΔV_d、ΔV_q分别为MMC等效电压Δv_j＝(u_nj-u_pj)/2的d-q轴分量，u_pj、u_nj分别为MMC的上、下桥臂等效电压；L₀、R₀分别为MMC桥臂电感L和桥臂电阻R的一半，(j＝a,b,c)。

多交流端口模块化多电平换流器中的MMC电流内环控制在d-q坐标系下进行，其输出为ΔV_d和ΔV_q，经Park逆变换后可得MMC等效电压Δv_j；由于上式存在L₀dI_od/dt+R₀I_od和L₀dI_oq/dt+R₀I_oq微分环节，为保证控制环的性能将其忽略；利用PI控制器对MMC交流侧电流i_oj进行闭环控制，具体控制方程如下所示：

其中，上标*代表各自分量的参考值，k_po和k_io分别为MMC电流内环控制中PI调节器的比例和积分调节系数，U_od、U_oq为MMC交流端口电压扰动抑制项，用于增强控制环的抗干扰能力，ωL₀I_od、ωL₀I_oq为前馈解耦项，可实现d轴有功功率控制与q轴无功功率控制的解耦。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM中不包含第二单相变换器或包含两个第二单相变换器时，即上述的方案1和方案3，则上述MMC控制中MMC交流端口电压u_oj等效为MIM公共直流母线上的等效交流电压，MMC交流端口处的电流i_oj为各条交流线路的电流之和

由于PLL锁相环以交流线路1上的节点电压为基准，则MMC的有功电流参考值

由直流侧负载

和无功电流参考值

计算给定，而

则由交流线路2～n上的q轴电流参考值

和交流线路1的无功功率参考值

共同给出其计算表达式如下：

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案2的结构，该方案中的MMC调制与常规MMC调制一致，MMC的上桥臂的调制波

和下桥臂的调制波

均包括由MMC内环电流控制产生的交流端口处的等效电压Δv_j、MMC直流侧电压的一半U_dc/2以及用于MMC的桥臂上二倍频环流抑制的二倍频交流电压u_diffj，具体计算表达式如下所示：

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案1的结构，该方案中由于MMC上、下桥臂分别与MIM的正负极直流母线相连，因此这两个桥臂的交流输出端口处存在着公共直流母线电压V_link的直流偏置，将其均分到MMC上、下桥臂的调制中，即：

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案3的结构，该方案中存在两个第二单相换流器，若两个第二单相换流器输出电压的交直流分量完全一致，则该方案可转变成方案2；若两个第二单相换流器输出电压的交流分量为0，并且其中一个直流分量为0，另一个直流分量为V_link，则该方案可转变成方案1；此外，方案3中的两个单相换流器输出电压中的交直流分量可根据能量平衡的需求在一定范围内自由变化；考虑到方案3中的控制自由度较高，则控制两个单相换流器的直流分量一致，为使得MMC桥臂上的环流能对MIM的能量平衡起到调节作用，两个单相换流器输出电压的交流分量不一致，与MMC上桥臂相连的第二单相换流器的输出电压的交流分量为u_csm1j，与MMC下桥臂相连的第二单相换流器的输出电压的交流分量为u_csm2j；为使得MMC上、下桥臂的能量平衡，将其纳入MMC的桥臂调制参考波中，计算表达式如下所示：

其中，

为用于控制MIM能量平衡以及MMC上、下桥臂能量平衡而在MMC桥臂中注入的基频环流；由于MIM中两个第二单相换流器输出电压u_csm1j和u_csm2j的不一致，该分量会影响原有MMC上、下桥臂能量的平衡，因此注入的基频环流不仅会影响MIM吸收的能量，会对MMC上、下桥臂起到能量搬迁的作用；综上，该基频环流注入控制策略与第三部分相应的MIM平衡控制策略协同作用，共同使得MIM和MMC上、下桥臂的能量平衡，从而维持***的稳定。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案3的结构，为保证MIM和MMC装置的能量平衡，需注入一定的基频环流。由于MIM中两个第二单相换流器输出电压u_csm1j和u_csm2j相对于MMC的交流端口等效电压Δv_j较小，希望注入的环流尽可能扩大该多端口型模块化多电平换流器对于交流线路潮流的调节范围，因此该环流的相位滞后于MMC等效电压π/2，以使得其对MMC原始上、下桥臂能量搬迁的作用尽可能小，此时该环流在MMC桥臂电感上产生的电压与MMC等效电压Δv_j同相位；对MMC等效电压Δv_j进行Park变换将其转换至与线路1同步旋转的d-q坐标系下，利用d-q变换之后d-q轴分量可求得MMC等效电压Δv_j的相位，在控制中利用MMC内环电流控制输出的MMC等效电压

参考值进行计算，具体计算表达式如下：

其中，

分别为MMC内环电流控制输出的三相MMC等效电压参考值

转换至d轴和q轴分量的参考值；由于注入的基频环流滞后于MMC等效电压参考值π/2，该环流分量在MMC等效电压参考值

定向的d-q同步旋转坐标系中只存在q轴分量，此时其对上、下桥臂的能量搬迁较小。

综上，上述针对多交流端口模块化多电平换流器中的三种方案下的MMC控制以及调制分别提出了一种解决思路，当然也可采用其他可行的控制和调制方案；如对于方案3，与MMC相连的第二单相换流器可采用二倍频调制方式，与之对应的在MMC桥臂上注入二倍频环流使得MIM能量平衡，在此基础上注入基频环流使得MMC上、下桥臂能量的平衡。

(3)公共直流母线电压平衡控制环的控制目标为公共直流母线电压稳定在参考值

公共直流母线电压平衡控制环的控制在a-b-c坐标系下进行，其输出为用于进行MIM能量平衡的第一单相换流器或者第二单相换流器的参考电压，利用比例积分控制器对a-b-c三相的公共直流母线电压进行控制。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案1的拓扑，该方案不包含第二单相换流器，公共直流母线电压平衡控制环的输出为与线路1相连的第一单相换流器的参考电压

为充分发挥该单相换流器对于MIM平衡控制的作用，其j相交流电压参考值

与线路1的j相电流i_1j同向，控制方程如下，(j＝a,b,c)：

其中，V_linka、V_linkb、V_linkc为三相公共直流母线电压，三种方案下采用的

均为前馈的三相参考电压，可按照本发明下述的任意一种第一单相换流器等效电压分配方式计算给定，k_p1、k_i1分别为该方案中的比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案1的拓扑，在交流线路k的潮流控制环输出得到j相参考电压

以及公共直流母线平衡控制环输出交流线路1相连的第一单相换流器的j相交流参考电压

后，与各条交流线路相连的第一单相换流器的参考电压为：

其中，

为与交流线路1相连的第一单相换流器j相调制参考电压，

为与交流线路k相连的第一单相换流器j相调制参考电压，V_common,dc为第一单相换流器和第二单相换流器共有的直流分量参考值，该参考值大于零且小于公共直流母线电压

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案2的拓扑，该方案包含一个第二单相换流器，公共直流母线电压平衡控制环的输出为与MMC交流端口相连的第二单相换流器的j相参考电压

为充分发挥该第二单相换流器对于MIM的能量调节作用，其j相交流电压参考值

与MMC交流端口的j相电流i_oj反向，控制方程如下，(j＝a,b,c)：

其中，k_p2、k_i2分别为该方案中的比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数，与上述方案1的公共直流母线电压平衡控制不同，方案2中的前馈项为0。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案2的拓扑，在交流线路k的潮流控制环控制得到j相参考电压

以及公共直流母线平衡控制环输出与MMC交流端口相连的第二单相换流器的j相交流参考电压

后，各第一单相换流器和第二单相换流器的调制参考电压为：

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案3的拓扑，该方案包含两个第二单相换流器，在上述部分已经阐述该第二单相换流器的输出电压不同对于MMC控制以及调制的影响，此外，MIM中公共直流母线电压平衡控制也会因此发生一定的改变。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案3的拓扑，当交流线路的潮流处在一定范围内时，MIM装置能够通过第一、第二单相换流器与各交流线路电压间的能量交互实现能量平衡时，控制与MMC上、下桥臂相连的两个第二单相换流器的输出电压一致，其各相相位与各条交流线路电流之和的相位

一致；当交流线路的潮流超过一定范围时，MIM装置无法通过第一单相换流器和第二单相换流器与各交流线路电压间的能量交互实现能量平衡，此时需要在MMC桥臂上采用基频环流注入的方式使得MIM能量平衡，公共直流母线电压平衡控制的输出为与MMC下桥臂相连的第二单相换流器的交流参考电压

为充分发挥注入的基频环流对于MIM的能量调节作用，控制第二单相换流器的j相交流电压参考值

与注入的基频环流的j相电流i_cirj同向，控制方程如下，(j＝a,b,c)：

其中，k_p3、k_i3分别为该方案中的比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案3的拓扑，在交流线路k的潮流控制环控制得到j相参考电压

以及公共直流母线平衡控制环输出与MMC交流端口相连的第二单相换流器的j相交流参考电压

后，各第一单相换流器和第二单相换流器的调制参考电压为：

其中，

为与MMC上桥臂相连的第二单相换流器的三相参考电压j相交流参考电压，可按照本发明下述开环计算方式给定。

上述针对多交流端口模块化多电平换流器中的MIM三种方案的公共直流母线平衡控制方案分别提出了一种解决思路，当然也可采用其他可行平衡控制方案。

本发明根据上述三种方案控制与调制策略的基本思想，提供了三种方案下多交流端口模块化多电平换流器的第一单相换流器和第二单相换流器的交流等效电压的多种分配方式；根据第二方面对于三种方案控制和调制思想的阐述，各第一单相换流器和第二单相换流器的参考电压中的直流分量一致，均为V_common,dc。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案1的拓扑，即互联模块中不包含第二单相换流器，各第一单相换流器分别跟与之相连的交流线路发生能量交互，为使得MIM的能量平衡，第一单相换流器输出电压的等效交流分量与线路电流必须满足下列关系：

其中，交流线路1的节点电压为整个控制***的基准电压，线路1为定无功功率交流线路，

为与交流线路1相连的第一单相换流器输出电压交流分量的矢量表达，

为多交流端口模块化多电平换流器的与交流线路k相连的第一单相换流器输出电压交流分量的矢量表达，

为交流线路k进行目标潮流控制时，所需的交流线路1和交流线路k之间的串联等效电压交流分量的矢量表达，

为线路k上的交流电流矢量的共轭表达，V_link为多交流端口模块化多电平换流器的MIM中的公共直流母线间的电压大小，I_dc为多交流端口模块化多电平换流器的直流侧流出MMC的电流，n为多交流端口模块化多电平换流器的交流侧互联的交流线路数量。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案1的拓扑，其MIM中第一单相换流器的交流等效电压的多种分配方式为任何一组满足上述方程组的解

进一步的，各第一单相换流器等效电压交流分量的最优分配方法为

的选取满足各第一单相换流器输出电压的交流分量的幅值最小，即

从而获得最大的交流线路潮流的调节范围。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案2的拓扑，即互联模块中包含一个第二单相换流器。各第一单相换流器、第二单相换流器线路电流必须满足下列基本条件以实现线路潮流的稳定控制：

其中，

为与MMC相连的第二单相换流器等效电压交流分量的矢量表达，

为流入MMC交流端口的交流电流矢量的共轭表达。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案2的拓扑，MIM中第一单相换流器的等效电压交流分量的多种分配方式为任何一组满足上述方程组的解

更进一步的，与线路1相连的第一单相换流器等效电压交流分量的一种分配方式为选取

其他第一单相换流器的交流输出电压参考值则通过公式

分别计算得到，该方法的特点在于其计算简单。各第一单相换流器等效电压交流分量的最优分配方法为

的选取满足各第一单相换流器和第二单相换流器输出电压的交流分量的幅值最小，即

最小，从而获得最大的交流线路潮流的调节范围。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案3的拓扑，即互联模块中包含两个第二单相换流器，各第一单相换流器、第二单相换流器线路电流以及注入的基频环流必须满足下列基本条件以实现线路潮流的稳定控制：

其中，

为与MMC上、下桥臂相连的第二单相换流器等效电压交流分量的矢量表达，

为各交流线路电流矢量和的共轭表达，

为注入的基频环流的共轭表达。

若多交流端口模块化多电平换流器中的MIM采用方案3的拓扑，MIM中第一单相换流器的等效电压交流分量的多种分配方式为任何一组满足上述方程组的解

进一步的，各第一单相换流器等效电压交流分量的一种分配方式为选取

特点在于其简便性。

更进一步的，各第一单相换流器和第二单相换流器的等效电压交流分量的选取与注入环流的选取密切相关，为充分保证整个装置对于交流线路潮流的调节能力和MMC上、下桥臂的能量平衡，等效电压最优分配方法为

的选取满足各第一单相换流器和第二单相换流器输出电压的交流分量幅值的最大值最小，即

最小，在此基础上使得注入的环流分量尽可能小。

综上，针对多交流端口模块化多电平换流器的三种方案：

优选的，多交流端口模块化多电平换流器的MIM中的各第一单相换流器和第二单相换流器的输出电压的直流成分相同，也可使得各自的直流成分不完全相同并采用相应的控制以及调制策略；

优选的，各单相变流器的输出电压的直流成分可以是公共直流母线电压的一半，目的是为了充分发挥其交流分量的调制能力，也可采用其他大于零小于公共直流母线电压大小的任意直流分量；

优选的，多交流端口模块化多电平换流器的方案3中的第二单相换流器输出电压完全一致时，方案3可等效于方案2的拓扑结构；多交流端口模块化多电平换流器的方案3中，与MMC上桥臂相连的第二单相换流器输出电压中的交流分量定为零、直流分量定为公共直流母线电压以及与MMC下桥臂相连的第二单相换流器输出电压中的交、直流分量均定为零时，方案3可等效于方案1的拓扑结构。

本发明还提供了一种采用多交流型端口型模块化多电平换流器进行多端交流线路和中高压直流电网间的柔性互联***，如图7、8所示，多交流线路型柔性互联***的核心设备为多交流端口模块化多电平换流器，***还包括交流线路、直流线路、交流负载、直流负载和储能设备等。

多交流型端口型模块化多电平换流器安装于多条交流线路和中高压直流电网的汇集处，各条交流线路和本发明中的MIM相连，中高压直流电网与本发明中的MMC直流侧相连；各条交流线路可接入交流负载，可经过AC/DC变换器接入直流负载或者储能设备，可以经降压变压器接入低压交流***，还可以经升压变压器接入高压交流***；中高压直流电网可接入大容量光伏相连，也可经过降压变换器接入低压直流电网，还可经过升压变换器接入高压直流输电***。

优选的，多交流线路型柔性互联***可以包含一个多交流端口模块化多电平换流器，如图7所示；也可包含多个多交流端口模块化多电平换流器，如图8所示；当多交流线路型柔性互联***包括两个及以上的多交流端口模块化多电平换流器时，各个多交流端口模块化多电平换流器安装于各自区域中多条交流线路和中高压直流电网的汇集处，通过MMC直流侧中高压直流线路利用DC/DC变换器将多个区域互联，形成拓扑结构更复杂、供电可靠性更高的环状或者网状结构。

进一步的，本发明提供一种多交流端口模块化多电平换流器中单相换流器的过压保护方法，具体方法如图9所示，该保护方法通过并联在多交流端口模块化多电平换流器中的单相变流器的保护装置实现，保护装置包括一个金属氧化物限压器(Metal-oxideVaristors,MOV)和一个与之并联的晶闸管旁路开关，晶闸管旁路开关由静态电阻、阻容回路、反并联晶闸管三者并联后再与一个饱和电抗器串联组成。

MOV可将单相换流器的输出电压限制在安全保护范围内，当第一单相换流器的输出电压超过安全稳定运行范围时，晶闸管旁路开关通过将第一单相换流器相应的开关旁路，实现过压保护。

更进一步的，本发明提供一种多交流端口模块化多电平换流器的启动方法，多交流端口模块化多电平换流器的启动方法可以分别四个阶段：

第一阶段为不控充电阶段，交流线路1串联限流电阻并网，所有开关闭锁，交流电网电流经各开关的续流二极管对多交流端口模块化多电平换流器内的电容进行充电；

第二阶段为受控充电阶段，在第一阶段不控充电完成后，各电容电压尚未达到参考值，通过开关轮流投切的方式使得回路中的充电电容个数一定，将多交流端口模块化多电平换流器内电容电压进一步提升；

第三阶段为斜坡升压阶段，在第二阶段充电结束后，投入电压控制环并给定采用斜坡变化的参考电压，将各电容电压充电至参考值；电压控制环MMC常用的电压控制外环以及本发明第二方面的公共直流母线电压控制环，当多交流端口模块化多电平换流器内电容电压充电完成时将MMC的电压控制外环切换至本发明第二方面的定功率控制外环；

第四阶段为交流线路投入阶段，在上述三个阶段充电完成后，其余各条交流线路配合各自的线路电流控制环和与之相连的第一单相换流器的参考给定输出实现软投入。

更进一步的，本发明提供一种适用于多交流端口模块化多电平换流器的控制***，多交流端口模块化多电平换流器的控制***可以采用集中式控制架构，也可以采用分布式控制架构或者混合式架构；集中式控制架构，即交流线路潮流控制、MMC内相关控制和公共直流母线电压平衡控制均在同一个控制器内部实现，其特点在于结构简单、设备少；分布式控制架构，则将各个控制环节进行分类，分别置于多个同一级别的控制器中，如各交流潮流控制、MMC内相关控制和公共直流母线电压平衡控制分别处在三个不同的控制器中，这些同级控制器之间独立运行，其特点在于配置灵活、计算快速；此外，还可采用集中式控制和分布式控制相结合的分层式混合控制架构，将***内部各个控制根据一定的逻辑关系置于多个不同级别的控制器中，如各交流线路潮流控制和MMC功率外环控制以及电流内环控制处在一级控制器中，而第一单相换流器的参考电压计算和公共直流母线电压平衡控制等则分别处于多个二级控制器中，不同级别的控制器间存在信息通讯，而同级别的控制器间不存在信息通讯。控制器为具备实现控制能力的硬件设备，如基于现场可编程逻辑门阵列芯片的控制器和基于数字信号处理芯片的控制器等。

总的来说，参照图4～6，本发明提供了一种适用于中高压交直流混合电网的具备主动潮流控制能力的多交流端口模块化多电平换流器，多交流端口模块化多电平换流器包括模块化多电平换流器(MMC)以及与之相连的多端口柔性互联模块(MIM)。

模块化多电平换流器为中高压级电压源型换流器，其采用模块化级联的形式，在制造难度、开关损耗、波形质量等方面具备显著优势；此外，它具备有功功率的双向流动功能，可以从直流***中吸收有功，也可以为直流***提供有功。多端口柔性互联模块包括多个彼此互相并联在同一公共直流母线上的第一单相换流器，第一单相换流器的输出端口与交流线路相连；通过调节与线路相连的第一单相换流器输出电压中交流分量的幅值相位，可实现交流线路潮流的主动控制。此外，根据多端口柔性互联模块与模块化多电平换流器连接方式的不同，如图4～6所示，多端口柔性互联模块还可以包括一个或者两个与第一单相换流器并联的第二单相换流器。当多端口柔性互联模块不包含第二单相换流器时，模块化多电平换流器上、下桥臂的交流端口分别与多端口柔性互联模块中的公共直流母线的正、负极相连，如图4所示；当多端口柔性互联模块包含一个第二单相换流器时，所包含的第二单相换流器的输出端口与模块化多电平换流器的交流输出端口相连，如图5所示；当多端口柔性互联模块包含两个第二单相换流器时，所包含的两个第二单相换流器的输出端口分别与模块化多电平换流器上、下桥臂的交流端口相连，如图6所示；在图4所示的拓扑结构中，通过改变与交流线路1相连的第一单相换流器输出电压中的交流分量以及模块化多电平换流器的调制策略实现多端口柔性互联模块的能量平衡；在图5和图6所示的拓扑结构中，通过改变第二单相换流器输出电压中的交流分量以及模块化多电平换流器的调制策略实现***的稳定。

本发明创新性的在模块化多电平换流器的基础上引入多端口柔性互联模块(MIM)，提供了多个交流线路馈入端口，实现多交流线路和直流电网在同一个换流站的站内互联，通过调节与交流线路相连的第一单相换流器的输出电压交流分量的幅值和相位，可实现对于交流线路潮流的主动控制；本发明和现有常用的交直流换流站组网结构相比，即图2中的方案a-c，采用无变压器式结构，采用多条交流线路同时馈入的方式以及交直流电网互联的方式，在功率密度、换流站体积、建设成本、供电可靠性、供电***运行效率等方面具备巨大优势；本发明中的利用多端口柔性互联模块实现多交流线路的柔性互联，具备模块化的特点，通过增加互联模块中第一单相换流器的数量，可经济、高效、方便的实现交流线路的端口拓展。

实施例2

参照图10～19为本发明另一个实施例，为对本方法中采用的技术效果加以验证说明，本实施例结合具体两种实施例对多交流端口模块化多电平换流器进行具体说明并针对上述实施例进行仿真，以对潮流控制和能量平衡的有效性和可行性进行验证，以科学论证的手段验证本方法所具有的真实效果。

结合具体两种实施例对多交流端口模块化多电平换流器进行具体说明：

(1)在第一个实施例中，如图10所示，本发明使用多交流端口模块化多电平换流器来实现两条交流线路与中高压直流电网互联；交流端口型模块化多电平换流器包括采用两电平半桥型换流器的模块化多电平换流器和与之相连的多端口柔性互联模块。在该实施例中，多端口柔性互联模块包括两个第一单相换流器和一个第二单相换流器，它们均为两电平半桥型逆变器且彼此共享同一公共直流母线；两个第一单相换流器分别与两条交流线路相连，而第二单相换流器与模块化多电平换流器的交流端口相连；通过调节与线路相连的第一单相换流器的交流输出电压和与模块化多电平换流器相连的第二单相换流器的交流输出电压，在实现多端口柔性互联模块内部能量平衡的基础上实现交流线路上潮流的主动控制。

对于图10所示的多交流端口模块化多电平换流器来实现的双交流线路互联***，两端口型模块化多电平换流器能量平衡的表现为两端柔性互联装置中公共直流母线间电容电压以及模块化多电平换流器中电容电压的稳定，即要求流入上述装置的有功功率恒为零，即：

其中，上述方程中的第一行表示流入多端口柔性互联模块的有功功率为零，方程的第二行表示流入模块化多电平换流器的有功功率为零；

分别为与交流线路1、2相连的第一单相换流器输出电压中交流分量的矢量表达；

分别为交流线路1、2上的交流电流矢量的共轭表达；

为与模块化多电平换流器相连的第二单相换流器输出电压的交流分量的矢量表达；

为流入模块化多电平换流器的交流端口的交流电流矢量的共轭表达；U_dc为模块化多电平换流器的直流侧电压；I_dc为模块化多电平换流器的直流侧流出的电流；通过调节

的幅值跟相位以及模块化多电平换流器的子模块的调制度，使得上述方程成立，即实现该实施例中的两端口型模块化多电平换流器各部分装置的能量平衡。

(2)在第一个实施例中，如图16所示，使用多交流端口模块化多电平换流器来实现三条交流线路与中高压直流电网互联；交流端口型模块化多电平换流器包括采用两电平半桥型换流器的模块化多电平换流器和与之相连的多端口柔性互联模块。在该实施例中，多端口柔性互联模块包括三个第一单相换流器和一个第二单相换流器，它们均为两电平半桥型逆变器且彼此共享同一公共直流母线；三个第一单相换流器分别与三条交流线路相连，而第二单相换流器与模块化多电平换流器的交流端口相连。该实施例中，实现多端口柔***流互联装置的内部能量平衡的原理与(1)所说的相同。

以下采用MATLAB/Simulink软件针对上述实施例进行仿真，以对潮流控制和能量平衡的有效性和可行性进行验证，仿真参数如表1所示。

表1：仿真参数表。

参数	数值
		线路额定视在功率	S<sub>N</sub>＝1MV·A
线路1电压	V<sub>1line,rms</sub>＝10.5kV,θ<sub>1</sub>＝0°
		线路1阻抗	L<sub>1</sub>＝35mH,R<sub>1</sub>＝0.55Ω
线路2电压	V<sub>2line,rms</sub>＝10.5kV,θ<sub>2</sub>＝-3°
		线路2阻抗	L<sub>2</sub>＝35mH,R<sub>2</sub>＝0.55Ω
线路3电压	V<sub>1line,rms</sub>＝10.5kV,θ<sub>3</sub>＝-6°
		线路3阻抗	L<sub>3</sub>＝35mH,R<sub>3</sub>＝0.55Ω
MIM公共连接电容	C<sub>link</sub>＝4mF,V<sub>link</sub>＝2500V
		MMC子模块电容	C＝2mF,V<sub>C</sub>＝1750V
MMC子模块个数	12(单个桥臂)
		开关频率	1kHz

仿真实例一：

在实施方案一中，由多交流端口模块化多电平换流器进行两条交流线路与直流电网互联的***接线示意图如图10所示，相应的控制方法如图11所示；该两交流端口型模块化多电平换流器包含三个半桥型换流器，其中与交流线路相连的两个半桥型变换流器通过线路潮流控制控制线路2上的有功功率跟无功功率；与模块化多电平换流器相连的半桥型换流器则通过公共直流母线电压控制保证公共连接电容电压的稳定；交流线路1上的无功功率和模块化多电平换流器直流侧的功率能通过模块化多电平换流器的外环功率控制进行调节。

在实施方案一中，仿真设定了四种不同的运行工况以验证多交流端口模块化多电平换流器的主动潮流控制的有效性；此外，考虑到计算的简便性，第一单相换流器的交流输出电压采取平均分配的方式，即

以下标幺值的基准值均为模块化多电平换流器的额定视在功率S_N＝2MV·A。

表2：四种不同的运行工况实验参数表。

	P<sub>L</sub>/p.u.	Q<sub>1</sub>/p.u.	P<sub>2</sub>/p.u.	Q<sub>2</sub>/p.u.
					工况1	0.8	0.3	0.4	0.2
工况2	0.3	-0.2	0.2	-0.2
					工况3	-0.3	-0.1	-0.15	-0.2
工况4	-0.8	0.3	-0.4	0.3

工况1中，直流线路重载运行，有功功率从交流侧流向直流侧，两条交流线路平均分配有功功率；工况2中，直流线路轻载运行，有功功率从交流侧流向直流侧，线路2承担更多的有功功率；工况3中，直流线路轻载运行，有功功率从直流侧流向交流侧，两条交流线路平均分配有功功率；工况4中，中高压直流线路重载运行，有功功率从直流侧流向交流侧，线路2吸收更多有功功率。

图12～15分别为实施方案一中从工况一到工况四的仿真结果，每幅图包含8幅波形图，按先后顺序依次为MMC直流侧有功功率P_L波形图，线路1有功功率P₁和无功功率Q₁波形图，线路2有功功率P₂和无功功率Q₂波形图，三相公共直流母线电压V_{link_abc}波形图，三相MMC子模块电容电压V_{capacitor_abc}波形图(MMC上桥臂)，线路1三相电流i_1abc波形图，线路2三相电流i_2abc波形图和流出MMC的直流电流I_dc波形图。

仿真波形结果表明，多交流端口模块化多电平换流器在实施方案一中能在保证***稳定运行的同时，可实现交流线路潮流和MMC直流侧功率的主动控制。

仿真实例二：

实施方案二中，由多交流端口模块化多电平换流器进行三条交流线路与中高压直流电网互联的***接线示意图如图16所示，相应的控制方法如图17所示；该三交流端口型模块化多电平换流器包含五个半桥型换流器，其中与交流线路相连的三个半桥型变换流器通过线路潮流控制控制线路2、3上的有功功率跟无功功率；与模块化多电平换流器相连的两个半桥型换流器则通过公共直流母线电压控制保证公共连接电容电压的稳定；交流线路1上的无功功率和模块化多电平换流器直流侧的功率能通过模块化多电平换流器的外环功率控制进行调节。

与上述实施方案不同，实施方案二中的第一单相换流器的交流输出电压的分配方法采用本发明提及的最优分配方式：各单相换流器的交流输出电压幅值的最大值最小，即

最小，在此基础上使得注入的环流分量尽可能小，由此得到与线路1相连的第一单相换流器的交流输出电压参考值

在实施方案二中，设定的仿真工况如下：中高压直流线路重载运行，有功功率从交流侧流向直流侧，三条交流线路平均分配有功功率；具体的，P_L＝0.45p.u.，Q₁＝0.2p.u.，P₂＝0.15p.u.，Q₂＝0.2p.u.，P₃＝0.15p.u.，Q₂＝0.2p.u.；以上标幺值的基准值均为模块化多电平换流器的额定视在功率S_N＝3MV·A。

图18～19为实施方案二的仿真结果，总共包含10幅波形图，按先后顺序依次为MMC直流侧有功功率P_L波形图，线路1有功功率P₁和无功功率Q₁波形图，线路2有功功率P₂和无功功率Q₂波形图，线路3有功功率P₃和无功功率Q₃波形图，三相公共直流母线电压V_{link_abc}波形图，三相MMC子模块电容电压V_{capacitor_abc}波形图(MMC上桥臂)，线路1三相电流i_1abc波形图，线路2三相电流i_2abc波形图，线路3三相电流i_3abc波形图和流出MMC的直流电流I_dc波形图。

仿真波形结果表明，多交流端口模块化多电平换流器在互联三条交流线路和中高压直流线路的基础上，仍能在保证***稳定运行的同时，实现交流线路潮流和MMC直流侧功率的主动控制，同时表明多交流端口模块化多电平换流器具备端口拓展的能力。

应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (16)

1.一种多交流端口模块化多电平换流器，其特性在于，包括：

模块化多电平换流器；以及，

与所述模块化多电平换流器串联的多端口柔性互联模块；

所述多端口柔性互联模块包括多个并联在公共直流母线上的第一单相换流器，每个第一单相换流器的交流输出端口均与相应的交流线路相连；

所述多端口柔性互联模块根据是否包含第二单相换流器以及包含的第二单相换流器与所述模块化多电平换流器上、下桥臂的接线方式的不同，分为三种方案，包括，

方案1：所述多端口柔性互联模块不包含所述第二单相换流器，模块化多电平换流器的上、下桥臂的交流输出端口分别与所述多端口柔性互联模块的公共直流母线的正、负极相连；

方案2：所述多端口柔性互联模块中包含一个与所述第一单相换流器同样并联在公共直流母线两端的所述第二单相换流器，模块化多电平换流器的交流端口与所述第二单相换流器的交流输出端口相连；

方案3：所述多端口柔性互联模块包含与交流线路数量匹配的第一单相换流器以及两个第二单相换流器，所述第一单相换流器以及两个第二单相换流器并联在公共直流母线两端，所述的两个第二单相换流器的交流输出端口分别与所述模块化多电平换流器的上、下桥臂的交流输出端口相连；

所述第一单相换流器和第二单相换流器包括电压源型单相变流器；

所述多端口柔性互联模块中的第一单相换流器或者第二单相换流器的拓扑包括两电平半桥型变流器、三电平半桥型变流器或者是能进行功率双向流动单相桥型变流器；

所述多端口柔性互联模块中的第一单相换流器端口输出电压中包括相同大小的直流成分和根据需求控制得到的不同的交流成分；

所述第一单相换流器输出端口电压的直流成分为所述公共直流母线电压值的一半。

2.如权利要求1所述的多交流端口模块化多电平换流器，其特征在于：所述模块化多电平换流器包括中高压级电压源型换流器。

3.如权利要求1或2所述的多交流端口模块化多电平换流器，其特征在于：所述模块化多电平换流器子模块拓扑包括半桥型子模块拓扑、全桥型子模块拓扑、箝位型双子模块拓扑，或者多种结构混联的拓扑。

4.如权利要求3所述的多交流端口模块化多电平换流器，其特征在于：所述公共直流母线包括中低压直流母线，与所述中低压直流母线相连的公共连接电容为其提供电压。

5.一种应用于如权利要求1所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：包括，交流线路潮流控制、模块化多电平换流器控制和公共直流母线电压平衡控制。

6.如权利要求5所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：还包括，

所述多端口柔性互联模块和所述模块化多电平换流器通过协同控制，将多条交流线路与直流电网柔性进行互联，并调节多条线路上的潮流分布；

当所述多端口柔性互联模块互联了n条交流线路时，对各条交流线路上的潮流P₁～P_n和Q₁～Q_n以及直流侧负载功率P_L进行控制，其中一条交流线路的有功功率将通过***的能量平衡自动调节，仅对所述线路上的无功功率进行控制，将所述交流线路定义为交流线路1；

在所述控制中，锁相环锁定的三相交流分量为定无功功率控制的所述交流线路1的三相节点电压，通过实时输出的电网电压的相位，将三相交流a-b-c坐标系下的电压电流通过Park变换转换至d-q坐标系中进行有功无功分量的解耦控制。

7.如权利要求5或6所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：所述交流线路潮流控制包括，

以交流线路1为基准，列写线路1节点电压v_1j到线路k的节点电压v_kj的动态方程并将其转换至d-q坐标系下得到如下方程：

其中，V_1d、V_1q、V_kd、V_kq、I_1d、I_1q、I_kd、I_kq分别为线路1与线路k节点电压电流的d-q轴分量，L₁、R₁、L_k、R_k分别为线路1与线路k上的电感与等效电阻，ω表示电网角频率，ΔU_c1kd、ΔU_c1kd为等效电压Δu_c1kj＝u_c1j-u_ckj的d-q轴分量，u_c1j为与交流线路1相连的第一单相换流器输出电压中的交流成分，u_ckj为与交流线路k相连的第一单相换流器输出电压中的交流成分，j＝a,b,c。

8.如权利要求7所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：还包括，

利用PI控制器对所述线路k上的电流进行闭环控制，具体控制方程如下所示：

其中，上标*代表各自分量的参考值，k_pk和k_ik分别为线路k的潮流控制环PI调节器的比例与积分系数，V_1d、V_1q、V_kd、V_kq为前馈项，ωL₁I_1d、ωL₁I_1q、ωL_kI_kd、ωL_kI_kq为前馈解耦项；

所述交流线路潮流控制环的线路电流的d轴分量参考值

和q轴分量参考值

根据交流线路k的有功功率参考值

和无功功率参考值

计算得到：

9.如权利要求5或6所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：所述模块化多电平换流器控制包括，

当多交流端口模块化多电平换流器中的MIM中仅包含一个第二单相换流器时，建立MMC交流端口与上、下桥臂的电流的数学模型，并进行Park将其转换至与交流线路1同步旋转的d-q坐标系下得到：

其中，U_od、U_oq、I_od、I_oq分别为MMC交流端口处的电压u_oj和电流i_oj的d-q轴分量，ΔV_d、ΔV_q分别为MMC等效电压Δv_j＝(u_nj-u_pj)/2的d-q轴分量，u_pj、u_nj分别为MMC的上、下桥臂等效电压，L₀、R₀分别为MMC桥臂电感L和桥臂电阻R的一半，j＝a,b,c；

利用PI控制器对MMC交流侧电流i_oj进行闭环控制，具体控制方程如下所示：

其中，上标*代表各自分量的参考值，k_po和k_io分别为MMC电流内环控制中PI调节器的比例和积分调节系数，U_od、U_oq为MMC交流端口电压扰动抑制项，用于增强控制环的抗干扰能力，ωL₀I_od、ωL₀I_oq为前馈解耦项；

所述MMC的有功电流参考值

无功电流参考值

无功功率参考值

的计算表达式如下：

10.如权利要求9所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：还包括，

当多交流端口模块化多电平换流器中的MIM中不包含第二单相变换器或包含两个第二单相变换器时，MMC交流端口处的电流i_oj为各条交流线路的电流之和为：

11.如权利要求9所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：还包括，

当所述MIM采用方案2的结构时，所述MMC的上桥臂的调制波

和下桥臂的调制波

包括的计算表达式如下所示：

当所述MIM采用方案1的结构时，所述MMC的上桥臂的调制波

和下桥臂的调制波

包括的计算表达式如下所示：

当所述MIM采用方案3的结构时，所述MMC的上桥臂的调制波

和下桥臂的调制波

包括的计算表达式如下所示：

其中，

为用于控制MIM能量平衡以及MMC上、下桥臂能量平衡而在MMC桥臂中注入的基频环流。

12.如权利要求5或6所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：所述公共直流母线电压平衡控制包括，

当所述MIM采用方案1的拓扑，控制方程如下：

其中，V_linka、V_linkb、V_linkc为三相公共直流母线电压，

为前馈的三相参考电压，k_p1、k_i1分别为该方案中的比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数；

参考电压为：

其中，

为与交流线路1相连的第一单相换流器j相调制参考电压，

为与交流线路k相连的第一单相换流器j相调制参考电压，V_common,dc为第一单相换流器和第二单相换流器共有的直流分量参考值，该参考值大于零且小于公共直流母线电压

当所述MIM采用方案2的拓扑，控制方程如下：

其中，k_p2、k_i2分别为比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数，前馈项为0；

各第一单相换流器和第二单相换流器的调制参考电压为：

当所述MIM采用方案3的拓扑，控制方程如下：

其中，k_p3、k_i3分别为该方案中的比例积分控制器的比例环节增益系数和积分环节增益系数；

各第一单相换流器和第二单相换流器的调制参考电压为：

其中，

为与MMC上桥臂相连的第二单相换流器的三相参考电压j相交流参考电压。

13.如权利要求12所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：所述第一单相换流器和第二单相换流器的交流等效电压的分配方式所需满足的基本条件方程包括，

当所述MIM采用方案1的拓扑，所述第一单相换流器输出电压的等效交流分量与线路电流满足下列关系：

其中，

为与交流线路1相连的第一单相换流器输出电压交流分量的矢量表达，

为所述多交流端口模块化多电平换流器的与交流线路k相连的第一单相换流器输出电压交流分量的矢量表达，

为交流线路k进行目标潮流控制时，所需的交流线路1和交流线路k之间的串联等效电压交流分量的矢量表达，

为线路k上的交流电流矢量的共轭表达，V_link为多交流端口模块化多电平换流器的MIM中的公共直流母线间的电压大小，I_dc为所述多交流端口模块化多电平换流器的直流侧流出MMC的电流，n为所述多交流端口模块化多电平换流器的交流侧互联的交流线路数量；

当所述MIM采用方案2的拓扑，所述各第一单相换流器、第二单相换流器线路电流满足下列基本条件：

其中，

为与MMC相连的第二单相换流器等效电压交流分量的矢量表达，

为流入MMC交流端口的交流电流矢量的共轭表达；

当所述MIM采用方案3的拓扑，所述各第一单相换流器、第二单相换流器线路电流以及注入的基频环流满足下列基本条件：

其中，

为与MMC上、下桥臂相连的第二单相换流器等效电压交流分量的矢量表达，

为各交流线路电流矢量和的共轭表达，

为注入的基频环流的共轭表达。

14.如权利要求13所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：所述第一单相换流器和第二单相换流器的交流等效电压的分配方式中

的选取包括，

所述多端口柔性互联模块在配网馈线上串联等效电压的分配方式为：

对于MIM采用方案1的情况，

为与线路1串联的单相换流器输出电压的前馈项；

所述

的选取满足各第一单相换流器和第二单相换流器输出电压的交流分量幅值的最大值最小：

当所述MIM采用方案1的拓扑，所述

的选取满足

取到最小值；

当所述MIM采用方案2的拓扑，所述

的选取满足

取到最小值；

当所述MIM采用方案3的拓扑，所述

的选取满足

取到最小值。

15.如权利要求13或14所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：所述多交流端口模块化多电平换流器串联在馈线上的电压的过压保护策略包括，

在所述多端口柔性互联模块中的第一单相换流器的交流输出端口间并联一个保护装置；

所述保护装置由金属氧化物限压器和晶闸管旁路开关并联组成，所述金属氧化物限压器将电压限制在保护水平，所述晶闸管旁路开关通过将第一单相换流器的交流输出端口旁路；

所述晶闸管旁路开关由反并联晶闸管、阻容回路以及静态电阻并联后再与一个饱和电抗器串联构成。

16.如权利要求15所述的多交流端口模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于：所述多交流端口模块化多电平换流器的启动策略包括，

第一阶段：不控充电阶段，交流线路1串联限流电阻并网，所有开关闭锁，交流电网电流经各开关的续流二极管对多交流端口模块化多电平换流器内的电容进行充电；

第二阶段：受控充电阶段，在所述第一阶段不控充电完成后，各电容电压尚未达到参考值，通过开关轮流投切的方式使得回路中的充电电容个数一定，将多交流端口模块化多电平换流器内电容电压进一步提升；

第三阶段：斜坡升压阶段，在所述第二阶段充电结束后，投入电压控制环并给定采用斜坡变化的参考电压，将各电容电压充电至参考值；

第四阶段：交流线路投入阶段，在充电完成后，其余各条交流线路配合各自的线路电流控制环和与之相连的第一单相换流器的参考给定输出实现软投入。

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