CN113270948B - 抑制功率波动的动态无线充电***及其参数设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及动态无线充电技术领域，具体公开了一种抑制功率波动的动态无线充电耦合机构，及应用该耦合机构的动态无线充电***及该***的参数设计方法。该耦合机构包括原边结构和副边结构，原边结构设有等距离排布的多段原边线圈，副边结构设有与原边线圈适配的副边线圈，在每段原边线圈的首尾两端上分别设有结构相同、安装方向相同的第一原边集成电感和第二原边集成电感，在副边线圈下设有副边集成电感；原边线圈、副边线圈均采用单极D型结构，第一原边集成电感和副边集成电感均采用双极DD型结构。负载在经过两个原边线圈的交接区域时，原副边集成电感作为新的能量传输通道，可对主通道的功率跌落进行补偿，整体上，输出的功率较为稳定。

Description

抑制功率波动的动态无线充电***及其参数设计方法

技术领域

本发明涉及动态无线充电技术领域，尤其涉及一种抑制功率波动的动态无线充电耦合机构，及应用该耦合机构的动态无线充电***及该***的参数设计方法。

背景技术

动态无线充电***是指在电动设备的运动过程中，能够对其实现无线充电的无线能量传输***，电动汽车无线充电***则是一种典型应用。

随着世界对能源短缺和新能源汽车的关注，电动汽车(EV)已逐渐成为各国大力支持的新型运输方式，并有望在不久的将来取代当今的燃料和天然气汽车。目前，主流电动汽车普遍采用接触充电方式，存在泄漏磨损，电池成本高，续航距离短等安全隐患。电动汽车的无线充电已被认为是克服导电充电技术现有局限性的一种有前途的方法。该充电方法提高了EV充电过程的安全性和充电装置的耐久性。

电动汽车动态无线充电(EV-DWPT)***更是能够在电动汽车运行过程中实现边走边充，具有广阔的应用前景，因此受到了越来越多的关注。电动汽车动态无线充电***作为一种新型的电动汽车充电方式，其原理是将发射线路埋于路面之下，当装有接收线圈的电动汽车通过该路面时，电能持续不断的通过空气间隙传输给电池。连续的电能供给可以维持电池的适当充电状态，并防止电池寿命降低。因此EV-DWPT***可以减轻电池电量的压力，还能扩展电动汽车的行驶范围。

在电动汽车动态充电***中，通常使用两类别的磁耦合方案实现。一种是长导轨式结构如图1(a)所示，另一种是分段式导轨结构如图1(b)所示。长导轨结构由在EV移动方向上的尺寸比拾取线圈长得多的线圈构成。相反，短导轨结构由一系列线圈组成，这些线圈的大小与拾取线圈相同。主要基于方便为多辆电动汽车同时供电和较少的地面供电设备数量需求两个原因，长导轨结构被展开了研究。但是，长导轨结构必然会导致发射端和拾取端之间的耦合系数非常小。长距离的发射端线圈同时也必然会产生很大的寄生电阻。以上两个致命的缺点会导致***效率较低和严重的电磁干扰问题。相反地，分段式导轨结构使其自身只提供与拾取线圈实际耦合的部分，这有助于提高EV-DWPT***效率以及避免来自非耦合轨道部分的电磁场辐射。因此，分段式导轨结构通常被采用作为EV-DWPT***的电磁耦合方案。

尽管采用分段式导轨结构的EV-DWPT有很多优点，但是仍然有一些问题和挑战有待解决。由于拾取端与发射端之间的耦合程度随着拾取端的移动而变化，甚至会跌落至零，因此在拾取端沿着轨道移动时，其输出功率会发生波动和跌落。输出功率大范围的波动会给电池带来不利的影响，比如减少电池寿命以及降低其工作稳定性。

发明内容

本发明提供抑制功率波动的动态无线充电耦合机构、抑制功率波动的动态无线充电***及其参数设计方法，解决的技术问题在于：如何使采用分段式导轨结构的动态无线充电***的输出功率稳定，不存在明显的波动和跌落。

为解决以上技术问题，本发明提供抑制功率波动的动态无线充电耦合机构，包括原边结构和副边结构，所述原边结构设有等距离排布的多段原边线圈，所述副边结构设有与所述原边线圈适配的副边线圈，在每段所述原边线圈的首尾两端上分别设有结构相同、安装方向相同的第一原边集成电感和第二原边集成电感，在所述副边线圈下设有副边集成电感；所述原边线圈、所述副边线圈均采用单极D型结构，所述第一原边集成电感和所述副边集成电感均采用双极DD型结构。

优选的，所述副边线圈的长度方向与所述原边线圈的宽度方向相同，所述副边线圈位于所述原边线圈的正上方；所述第一原边集成电感的两个D型线圈沿所述原边线圈的宽度方向排布，所述副边集成电感的两个D型线圈与所述第一原边集成电感的两个D型线圈同向排布。

本发明提供的抑制功率波动的动态无线充电耦合机构，在不改变原边线圈和副边线圈(第一耦合器)的结构的基础上，在两个原边线圈的交接区域(功率跌落区域)，在每个原边线圈的头尾两端各增加一个原边集成电感，在相应的拾取端增加副边集成电感，从而引入原边补偿电感器之间(第一原边线圈对应的第一原边集成电感与第二原边线圈对应的第一原边集成电感之间)的交叉耦合(第二耦合器)以及原边补偿电感器和次级补偿电感器之间(第一原边线圈对应的第一原边集成电感与副边集成电感之间，以及第二原边线圈对应的第一原边集成电感与副边集成电感之间)的交叉耦合(第三耦合器)。以此为基础进行***及参数设计，负载在经过两个原边线圈的交接区域时，第三耦合器作为新的能量传输通道，可对主通道(第一耦合器)的功率跌落进行补偿，整体上，输出的功率较为稳定。

基于上述耦合机构，本发明还提供一种抑制功率波动的动态无线充电***，包括发射端和接收端，所述发射端设有所述耦合机构中的原边结构，所述接收端设有所述耦合机构中的所述副边结构。

优选的，所述发射端设有与所述原边线圈一一对应的多个原边电路；每个所述原边电路设有一个所述原边线圈及与该原边线圈对应的所述第一原边集成电感、所述第二原边集成电感，还设有第一原边谐振电容和第二原边谐振电容；所述第一原边集成电感、所述第一原边谐振电容、所述原边线圈、所述第二原边集成电感顺序串联在逆变电源的两端；所述第二原边谐振电容一端连接所述第一原边谐振电容与所述原边线圈的公共端，另一端连接所述原边线圈与所述第二原边集成电感的公共端。

优选的，所述接收端设有所述副边线圈、所述副边集成电感，还设有第一副边谐振电容和第二副边谐振电容；所述副边线圈、所述副边集成电感、所述第一副边谐振电容顺序串联在整流滤波电路的两端之间，所述第二副边谐振电容的一端连接所述副边线圈与所述副边集成电感的公共端，另一端连接所述副边线圈与所述整流滤波电路的公共端。

具体的，负载经过相邻的第一原边线圈和第二原边线圈时，该***对该负载的输出功率为：

其中，中间变量

M_v＝M₁M_ps1+M₂M_ps2L_pfe1＝L_pfe2＝L_pfe，M₁、M₂分别为所述第一原边线圈、所述第二原边线圈与所述副边线圈之间的互感，M_ps1M_ps2分别表示所述第一原边线圈所在线路的第一原边集成电感、所述第二原边线圈所在线路的第一原边集成电感与所述副边集成电感之间的互感，L_pfe1表示被补偿后的所述第一原边线圈所在线路的第一原边集成电感和第二原边集成电感的等效自感，L_pfe2表示被补偿后的所述第二原边线圈所在线路的第一原边集成电感和第二原边集成电感的等效自感，L_sfe表示被补偿后的副边集成电感的等效自感，k_pf12表示所述第一原边线圈所在线路的第一原边集成电感、所述第二原边线圈所在线路的第一原边集成电感之间的耦合系数，ω表示该***的工作角频率，U_in表示所述逆变电源的输出电压，U_o表示所述负载的等效输出电压，| |表示求模。

本发明提供的抑制功率波动的动态无线充电***，以上述耦合机构为基础，采用双边LCC补偿网络，其谐振频率不受耦合系数和负载条件影响，并且可以实现输出恒流。

基于上述***，本发明还提供一种抑制功率波动的动态无线充电***的参数设计方法，包括步骤：

S1：确定***的工作角频率ω、输入电压、输出电压、输出电流以及无线传输距离；

S2：根据应用环境，以及不同尺寸下所述原边线圈与所述副边线圈的耦合系数的变化关系，确定所述原边线圈与所述副边线圈的尺寸；

S3：根据设计的所述原边线圈及所述副边线圈确定功率跌落区域和功率稳定区域；

S4：确定所述副边集成电感的长度与所述副边线圈的长度一致，确定所述副边集成电感的宽度小于所述副边线圈的宽度；

S5：确定所述第一原边集成线圈的长度与所述原边线圈的宽度一致，确定所述第一原边集成线圈的宽度为对功率稳定区域没有影响的宽度；

S6：确定所述第一原边集成电感、所述副边集成电感的线圈匝数为能够将所述功率跌落区域补偿到所述功率稳定区域的标准值；

其中，步骤S3、S4、S5不限先后顺序。

进一步地，所述步骤S2具体包括步骤：

S21：根据负载对所述副边线圈的需求，确定所述副边线圈的长度与所述原边线圈的宽度一致，以及确定所述副边线圈的宽度；

S22：根据所述副边线圈与所述原边线圈的最大耦合系数，确定所述原边线圈的长度。

进一步地，所述步骤S5确定所述第一原边集成线圈的宽度为对所述功率稳定区域没有影响的宽度，具体包括步骤：

S51：在不同的宽度值下，计算并绘制M_ps1、M_ps2及K₂的变化曲线；

S52：选择M_ps1、M_ps2在K₂变化曲线指示的在所述功率跌落区域内出现、而在所述功率稳定区域内基本为零的宽度范围内的一个宽度值作为所述第一原边集成电感的宽度。

进一步地，所述步骤S6具体包括步骤：

S61：计算满足P_out稳定，所述第一原边集成电感或所述第二原边集成电感与所述副边集成电感正对时需要的两者之间的互感范围；

S62：根据所述副边集成电感的不同匝数、所述第一原边集成电感的不同匝数与这两者之间的互感值的关系，选定互感范围所对应的所述副边集成电感的匝数及所述第一原边集成电感的匝数。

本发明提供的抑制功率波动的动态无线充电方法，依据所建立的动态无线充电***，以稳定输出功率P_out为目标进行参数设计，特别是原边线圈、副边线圈的尺寸，第一原边集成电感(第二原边集成电感)的尺寸和匝数，副边集成电感的尺寸和匝数，达到在原边线圈的交接区域进行功率稳定输出的效果。

附图说明

图1是本发明背景技术提供的长导轨式结构(a)和分段式导轨结构(b)的示意图；

图2是本发明实施例提供的抑制功率波动的动态无线充电耦合机构的结构图；

图3是本发明实施例提供的抑制功率波动的动态无线充电***的电路拓扑图；

图4是本发明实施例提供的图3的简化等效模型图；

图5是本发明实施例提供的图4所示模型其输入激励(a)和输出激励(b)的基本谐波近似图；

图6是本发明实施例提供的体现功率大小和流向的电路的图4所示模型的基本谐波近似图；

图7是本发明实施例提供的主线圈的结构图(a)和带有不同尺寸主线圈之间的耦合系数k的曲线图(b)；

图8是本发明实施例提供的接收端在不同位置时主线圈之间的耦合系数变化图；

图9是本发明实施例提供的原副边集成电感的匝数与互感的关系图；

图10是本发明实施例提供的不同宽度w_pf下集成电感线圈之间的互感曲线图；

图11是本发明实施例提供的拾取端在不同位置处的***逆变输出波形图；

图12是本发明实施例提供的拾取端在不同位置处归一化输出功率波动的仿真结果图；

图13是本发明实施例提供的耦合机构的优化流程图；

图14是本发明实施例提供的实验中接收线圈在不同的位置下的***逆变输出波形图；

图15是本发明实施例提供的实验中拾取端在不同位置处归一化输出功率波动的仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。

为在不改变发射线圈(原边线圈)和拾取线圈(副边线圈)结构的情况下实现采用分段式导轨结构的EV-DWPT***的功率平稳输出，本实施例首先提出一种抑制功率波动的动态无线充电耦合机构，包括原边结构和副边结构。原边结构设有等距离排布的多段原边线圈，副边结构设有与原边线圈适配的副边线圈，在每段原边线圈的首尾两端上分别设有结构相同、安装方向相同的第一原边集成电感和第二原边集成电感，在副边线圈下设有副边集成电感；原边线圈、副边线圈均采用单极D型结构，第一原边集成电感和副边集成电感均采用双极DD型结构。并且副边线圈的长度方向与原边线圈的宽度方向相同，副边线圈位于原边线圈的正上方。第一原边集成电感两个D型线圈沿原边线圈的宽度方向排布。副边集成电感的两个D型线圈与第一原边集成电感的两个D型线圈同向排布。其中，原边线圈和副边线圈为主线圈。

对于分段式导轨结构的EV-DWPT***，功率跌落区域主要位于相邻导轨交接位置。因此，两个原边集成电感被设置在原边线圈交接的过渡区域。同时在副边置入副边集成电感使其与两个原边集成电感相互耦合，以作为***能量传输的新通道来弥补此位置较低的主耦合对能量传输的损失。为了降低***的不确定性和复杂性，应该避免原副边线圈与集成电感线圈之间产生交叉耦合。因此，原边线圈、副边线圈均采用单极D型结构，第一原边集成电感和副边集成电感均采用双极DD型结构。第一原边集成电感和第二原边集成电感的两个D型线圈沿原边线圈的宽度方向排布。另外，原边集成电感的尺寸远小于原边线圈，副边集成电感的尺寸小于副边线圈，可使得横向偏移导致的额外互感很小，基本可以忽略。

由于分段式导轨结构的EV-DWPT***具有多个导轨式的原边线圈，图2所示耦合器为其中一个重复单元。在两个原边线圈的交接位置处通过原副边集成电感之间的互感形成新的能量通道，从而使功率传输能力增强。该耦合器由三块板组成，即两个相同的初级端和一个次级端。每个初级端都由一个磁芯板和两个线圈(原边线圈和原边集成电感)组成。其中，第一初级端设有的线圈包括(第一)原边线圈L_p1，以及设置在L_p1上的(第一)原边集成电感L_pf1和(第二)原边集成电感L_pf3。同理，第二初级端设有的线圈包括(第二)原边线圈L_p2，以及设置在L_p2上的(第一)原边集成电感L_pf2和(第二)原边集成电感L_pf4。次级端由一个磁芯板，一个铝板(屏蔽板)和两个线圈(副边线圈L_s和副边集成电感L_sf)组成。初级端连接到初级逆变器作为发射器的一部分，次级端连接到接收器。其中，集成电感线圈和其主线圈共用相同的铁氧体(磁芯)和屏蔽板。

本发明实施例提供的抑制功率波动的动态无线充电耦合机构，在不改变原边线圈和副边线圈(主线圈，第一耦合器)的结构的基础上，在两个原边线圈的交接区域(功率跌落区域)，在每个原边线圈的头尾两端各增加一个原边集成电感，在相应的次级端增加副边集成电感，从而引入原边补偿电感器之间(第一原边线圈对应的第一原边集成电感与第二原边线圈对应的第一原边集成电感之间)的交叉耦合(第二耦合器)以及原边补偿电感器和次级补偿电感器之间(第一原边线圈对应的第一原边集成电感与副边集成电感之间，以及第二原边线圈对应的第一原边集成电感与副边集成电感之间)的交叉耦合(第三耦合器)。以此为基础进行***及参数设计，负载在经过两个原边线圈的交接区域时，第三耦合器作为新的能量传输通道，可对主通道(第一耦合器)的功率跌落进行补偿，整体上，输出的功率较为稳定。

以图2所示的耦合器为基础，本实施例还提供一种抑制功率波动的动态无线充电***，包括发射端和接收端，发射端设有上述原边结构，接收端设有上述副边结构。更具体的，发射端设有与原边线圈一一对应的多个原边电路(一个原边线圈对应一个原边电路)。每个原边电路设有一个原边线圈及与该原边线圈对应的第一原边集成电感、第二原边集成电感，还设有第一原边谐振电容(C_p1)和第二原边谐振电容(C_pf1)；第一原边集成电感、第一原边谐振电容、原边线圈、第二原边集成电感顺序串联在初级逆变器/逆变电源(U_in)的两端；第二原边谐振电容一端连接第一原边谐振电容与原边线圈的公共端，另一端连接原边线圈与第二原边集成电感的公共端。

接收端设有副边线圈、副边集成电感，还设有第一副边谐振电容(C_s)和第二副边谐振电容(C_sf)；副边线圈、副边集成电感、第一副边谐振电容顺序串联在整流滤波电路的两端之间，第二副边谐振电容的一端连接副边线圈与副边集成电感的公共端，另一端连接副边线圈与整流滤波电路的公共端。

与图2的耦合器相对应的电路部分如图3所示。其中，M₁,M₂,M₁₂,M_ps1,M_ps2,M_pf12为六种显著的耦合互感，互感关系如图3所示。不同于图1(b)情形所应用的双边LCC谐振拓扑，该***增加了互感M_ps1、M_ps2和M_pf12。U_in和U_o分别是逆变器的等效输出电压和负载的等效输出电压。该电路中还设有电容C₁、C₂和C₃。L_pf3和C₁构成第一组谐振网络的串联部分，L_pf1、C_pf1、C_p1和L_p1形成第一T形网络。L_pf4和C₂形成第二组谐振网络的串联部分，L_pf2、C_pf2、C_p2和L_p2形成第二T形网络。在两组谐振网络中，各自的串联部分和T形网络构成了一个复合谐振网络。L_p1和L_p2是两个初级线圈的自感，I₁、I₂分别是两个补偿网络的逆变器输出电流，I₃是副边谐振网络的输出电流，L_s是次级线圈的自感，R_i(i＝1,2，…，11)表示组件的内部电阻，D₁、D₂、D₃、D₄构成整流滤波电路，U_d是最终输出电压。

使用基本谐波近似方法和基尔霍夫定律可得到***的简化等效电路模型，如图4所示。方波电压可以近似为正弦波源。U_in和U_o分别是逆变器等效输出电压和负载等效输出电压。L_pfe1和L_pfe2表示被补偿后集成电感线圈(L_pfe1对应L_pf1和L_pf3，L_pfe2对应L_pf2和L_pf4)的等效自感，L_sfe表示被补偿后的副边集成电感(L_sf)的等效自感。磁耦合都由受控源表示。叠加定理被用来分析电路工作原理，分析U_in和U_o的影响，如图5(a)和(b)所示。元器件的功率损耗被忽略以简化计算与分析。

在图5(a)中，U_o处视为短路连接，依据叠加定理分析U_in对电路特性的影响。L_pf1和C_pf1组成并联谐振，对于输入端口的阻抗为无穷大，因此电流I₁可以视为零。同理，I₂和I_s的电流值也可以视为零。在图5(b)中，U_in处视为短路连接，分析U_o对电路特性的影响。C_pf1、C_p1和L_p1也组成并联谐振，对于此时等效输入端口的阻抗为无穷大，因此电流I_p1可以视为零。同理，I_p2和I₃也可以视为零。进一步，依据基尔霍夫定律可得：

应当注意的是，在图5(a)和(b)中的六个回路能够反映电路的阻抗特性。如果六个回路在工作频率下均处于谐振状态，***整体就工作在谐振状态。对于通常的双边LCC谐振补偿网络，通过满足电路中特定组合的电感和电容并联谐振，就可以实现原边线圈和***输出的恒流特性。然而，对于本例中所提出的多耦合LCC补偿EV-DWPT***，在相应的组合电路处引入了额外的互感阻抗。为了保证原边线圈和***输出的恒流特性，需要将主电路上的互感阻抗考虑进去，这一条件在六个回路中均包含。因此，不同于常规的双边LCC谐振网络参数配置方法，将六个回路中阻抗的虚部置零后得到的***谐振约束条件如式(2)所示：

联立(1)和(2)求解得到电路中的各个电流模的表达式：

其中，L_pfe1＝L_pfe2＝L_pfe，M_v＝M₁M_ps1+M₂M_ps2。

很明显原边线圈电流I_p1和I_p2，***输出电流I₃都只取决于输入电压U_in，即提出的电路表现为电流源。

***的输出功率表示为：

互感定义为：

其中，k₁、k₂、k_pf12、k₁₂、k_ps1和k_ps2是对应的耦合系数。

使用(5)中的耦合系数，(4)可简化为(6)：

可以将三个参数(中间变量)K₁、K₂和K₃定义为：

结果表明，K₁只与***参数设计有关，并且在EV移动过程中基本不会发生变化。相反，由于M₁、M₂和M_v都和EV的位置有关，因此K₂和K₃会随着EV移动而发生改变。输出功率简化为：

为了分析所提出***的输出特性，采用对应相同的参数配置，通过简单的建模与计算得到通用***的输出功率进行对比。P_double是常见的标准一次逆变器激励初级侧的两个并联LCC无功功率补偿网络拓扑***的输出功率，其表达如下：

P_double＝K₁K₂|U_in||U_o| (9)

定义功率提升因子β，它表示了所提出***输出功率相对于常见的标准***输出功率P_double的提升倍数。

由于K₃与磁耦合有关，因此可以将它们设计使β为正向增益。也就是说，在EV在铺设有两个原边线圈的轨道上移动时，本例所提出***其输出功率在整个充电范围内都可以得到提升至原先的β倍。

在一个EV-DWPT***中，电动汽车的移动导致K₂的减小。根据式(8)，***功率也随着K₂跌落。然而，在与此同时，如果系数K₃也随着K₂减小，则可以缓解***输出功率的跌落。因此K₂与K₃的比值是影响输出功率波动和跌落的重要因素。本例通过K₃对K₂进行动态补偿。K₂和K₃中的参数可以通过耦合机构被合理设置以实现输出功率的平稳。

为了进一步解释所提出的具有多耦合的紧凑型磁耦合器的工作原理，还需要分析磁耦合之间的功率流动。

根据图5(a)和(b)，由L_pf1和L_pf2、L_sf传输的有功功率表示为：

Re表示实部。

此外，由L_p1和L_p2、L_s传输的有功功率表示为：

以上结果表明了从原边补偿电感L_pf1和L_pf2传输的有功功率等于副边补偿电感L_sf接收的有功功率。而且，从原边线圈L_p1和L_p2传输的有功功率等于副边线圈L_s接收的有功功率，这与节能是一致的。总而言之，图6显示了具有紧凑型磁耦合器的多耦合LCC补偿式电动汽车动态无线充电***中的功率流向和功率大小。这表明了L_pf1、L_pf2和L_sf三者之间的磁耦合也有助于传递功率。

K₃和k_pf12的值与多耦合***中传递的功率的数量和方向有关。根据式(9)中的K₃的定义，由于其包含的耦合系数都远小于1，因此发射端的传输功率的系数通常为正。考虑到功率方程式(11)，功率从L_pf1和L_pf2传递到L_sf。考虑到功率方程式(12)，功率从L_p1和L_p2传递到L_s。这就保证了功率的正向传输。

可以见得，本发明实施例提供的抑制功率波动的动态无线充电***，以上述耦合机构为基础，采用双边LCC补偿网络，其谐振频率不受耦合系数和负载条件影响，并且可以实现输出恒流。

基于上述动态无线充电***，本发明还提供一种该***的参数设计方法，该方法具体包括步骤：

S1：确定***的工作角频率ω、输入电压、输出电压、输出电流以及无线传输距离；

S2：根据应用环境，以及不同尺寸原边线圈与副边线圈的耦合系数的变化关系，确定原边线圈与副边线圈的尺寸；

S3：根据设计的原边线圈及副边线圈确定功率跌落区域和功率稳定区域；

S4：确定副边集成电感的长度与副边线圈的长度一致，确定副边集成电感的宽度小于副边线圈的宽度；

S5：确定第一原边集成线圈的长度与原边线圈的宽度一致，确定第一原边集成线圈的宽度为对功率稳定区域没有影响的宽度；

S6：确定第一原边集成电感、副边集成电感的线圈匝数为能够将功率跌落区域补偿到功率稳定区域的标准值；

其中，步骤S3、S4、S5不限先后顺序。

步骤S2具体包括步骤：

S21：根据负载对副边线圈的需求，确定副边线圈的长度与原边线圈的宽度一致，以及确定副边线圈的宽度；

S22：根据副边线圈与原边线圈的最大耦合系数，确定原边线圈的长度。

主线圈L_p1、L_p2和L_s之间的最大耦合系数k与具有双面LCC补偿拓扑的WPT***的功率传输能力密切相关。k的值取决于主线圈的几何形状与尺寸。对于EV-DWPT***，为了兼顾***的偏移特性与通用性，主线圈通常采用矩形结构(D型)。另外，在SAE J2954标准中规定了车载端线圈的尺寸和参数。参考其中WPT3/Z3的要求，更大功率容量的车载端线圈被采用以适用于EV-DWPT***。因此，本例决定选择副边侧的接收线圈尺寸为“520mm*400mm*4mm”。铁氧体板和铝屏蔽层用于磁屏蔽和电屏蔽。它们也被依次放大以提供所需的屏蔽效果。二次侧铁氧体板的尺寸为“560mm*440mm*10mm”。铝制屏蔽板的主要尺寸为“600mm*480mm*5mm”。

图7(a)显示了本方法提出的主线圈结构的概图。设计变量有两个：原边线圈的长度和宽度。由于应用在EV-DWPT***中，原边线圈的设计既要考虑到耦合系数的大小，也要考虑到铺设道路的成本限制。不同尺寸的原边线圈与副边线圈之间的耦合系数的仿真结果如图7(b)所示。将原边线圈的横向宽度保持基本一致，可以实现保持耦合系数不变的情况下增加线圈的长度。通过对这两个变量的优化，可以设计适合的原边线圈几何结构。由于***限制，最大耦合系数k_max为0.14，故原边线圈的尺寸设计为1500mm*520mm。

根据式(9)，对于常见的标准一次逆变器激励初级侧的两个并联LCC无功功率补偿网络拓扑***，M₁、M₂的减小是EV移动过程中功率跌落的主要原因。根据式(8)，在所提出的多耦合LCC补偿EV-DWPT***中，同样K₂也会对输出功率产生不利的影响。因此，需要针对所设计的主线圈对应的互感等物理特性分析功率跌落区域和功率稳定区域(步骤S3)。将两个原边线圈的中心间距作为接收线圈中心的移动范围，图8显示了M₁、M₂、K₂随接收线圈中心在此范围内移动的互感变化。

根据图8中阴影区域所示，当拾取端在两端线圈中心点之间移动时，在过渡区域会出现严重的耦合系数减小，这会导致输出功率跌落。这一区域定义为功率跌落区域。相反的，图8中无阴影区域定义为功率稳定区。在功率稳定区，主线圈之间的互感值基本稳定在7.5μH，K₂基本稳定在8.2μH。

针对功率跌落区域，原副边集成电感的磁耦合结构需要被合理设计以实现功率补偿，根据式(6)，M_ps1和M_ps2是需要优化的主要参数，并且二者的大小需要和主线圈互感相匹配才能起到补偿作用，通过合理耦合机构的设计。另外，在单极主线圈确定的情况下，更大尺寸的双极线圈有利于实现偏移时互感的低敏感性。这避免了EV移动时把更多的复杂的额外互感引入到***中。所以原边集成电感的长度被设计和原边线圈宽度一致，副边集成电感的长度被设计和副边线圈宽度一致(步骤S4)。因此，对于EV移动过程中的原边集成电感和副边集成电感之间的互感变化，主要从两个方面进行优化：(1)通过设计原边集成电感和副边集成电感的匝数，优化补偿的强度大小；(2)通过设计原边集成电感的宽度与间距，优化补偿开始的区域。

具体的，步骤S6具体包括步骤：

S61：计算满足P_out稳定，第一原边集成电感或第二原边集成电感与副边集成电感正对时需要的两者之间的互感范围；

S62：根据副边集成电感的不同匝数、第一原边集成电感的不同匝数与这两者之间的互感值的关系，选定互感范围所对应的副边集成电感的匝数及第一原边集成电感的匝数。

在耦合距离(无线传输距离)确定的情况下，原副边集成电感正对时的互感值M_ps主要取决于它们的匝数。不同的匝数组合对应的M_ps绘制成图9。根据式(6)并结合图8中所设计主线圈耦合机构的互感曲线，计算得到所需要的M_ps最大值在9～12uH范围内。因此，原边集成电感和副边集成电感分别被设计为6匝和12匝。利用集成电感之间的功率传输通道来补偿主线圈功率传输通道的能量传输，实现在功率跌落区域内的最大跌落点处将输出功率提升至正常水平。

由图8，功率跌落区域相对于线圈的总长度只有很短的一段区域。因此原边集成电感线圈的宽度被期待于更小以避免过度补偿功率稳定区域。为了使设计过程简便化，先确定副边集成电感的宽度，再进一步优化原边集成电感的宽度。副边集成电感的宽度被设计为290mm。

具体的，步骤S5确定第一原边集成线圈的宽度为对功率稳定区域没有影响的宽度，具体包括步骤：

S51：在不同的宽度值下，计算并绘制M_ps1、M_ps2及K₂的变化曲线；

S52：选择M_ps1、M_ps2在K₂变化曲线指示的在所述功率跌落区域内出现、而在功率稳定区域内基本为零的宽度范围内的一个宽度值作为第一原边集成电感的宽度。

原边集成电感的宽度设为w_pf，则在不同的宽度w_pf下，副边集成电感和两个原边集成电感之间的互感(互感M_ps1和M_ps2)随接收端的位置x变化情况被绘制在K₂的变化曲线中，如图10所示。

如图10所示，w_pf影响原副边集成电感之间的互感M_ps1和M_ps2从无到有的起始位置。当w_pf＝20cm时，M_ps1或M_ps2刚好在功率跌落区域内开始出现，而在功率稳定区域内基本为零。此时，原先的功率稳定区域得以保持，原先的功率跌落区域利用所设计的M_ps1和M_ps2得以提升。故本例选择两个原边集成电感的宽度为20cm。

优化后的耦合机构仿真参数与根据式(2)计算的谐振网络参数如表1所示。拾取端在不同的位置下的***逆变输出波形如图11所示。

表1

从图11可以看出，逆变输出端电压和总电流几乎是同相的，这限制了谐振电路中循环的无功功率并减少了功率损耗。在相同的电压输入下，当拾取端处在不同位置时的***逆变输出总电流的均方根值基本没有变化，这与式(3)中的计算结果相吻合。

另外，将功率稳定区域的输出功率作为基准，在图12中显示了拾取端在不同位置处归一化输出功率波动的仿真结果。可以看出，所提出***及方法将功率跌落区域补偿到标准输出功率以上，不仅使输出功率始终满足实际功率需求，而且实现输出功率波动率在±5％以内。

优选的线圈优化程序如图13所示。首先，通过对不同尺寸主线圈的耦合系数k的优化确定主耦合机构。将原副边集成电感线圈的长度设置分别和原副边主线圈在此方向上的长度一致。其次，针对所设计的主线圈对应的互感等物理特性确定功率跌落区域和功率稳定区域。再次，根据式(6)计算确定原副边集成电感线圈的匝数以将功率跌落区域补偿到功率稳定区域的标准值。然后，在设置合适的副边集成电感线圈宽度后，原边集成电感的宽度被设计以达到集成电感线圈之间的互感不对功率稳定区域产生影响。最后，通过主线圈与集成电感线圈的仿真设计，在Maxwell中建立所设计的具有多耦合的紧凑型磁耦合器***整体模型并根据式(2)计算谐振补偿网络的参数配置。

本发明实施例提供的动态无线充电***的参数设计方法，依据所建立的动态无线充电***，以稳定输出功率P_out为目标进行参数设计，特别是原边线圈、副边线圈的尺寸，第一原边集成电感(第二原边集成电感)的尺寸和匝数，副边集成电感的尺寸和匝数，达到在原边线圈的交接区域进行功率稳定输出的效果。

下面对上述充电***及其参数设计方法进行效果验证。以上述所有线圈参数和补偿参数构建实验原型。

上述内容指示了原边线圈L_pi(i＝1,2)的结构和尺寸，原边集成电感L_pfi(i＝1,2)集成在原边线圈中。同样的，指示了副边线圈L_s的结构和尺寸，副边集成电感L_sf集成在副边线圈中。这不仅解决了***的体积庞大问题，还提供了功率传输的新通道。原边线圈和副边线圈具有单极结构，原边集成电感、副边集成电感具有双极结构，这有助于消除原边线圈与原边集成电感之间的耦合，副边线圈与副边集成电感之间的耦合。对于发射器，被用来固定发射端结构的木槽为底层，铁氧体板位于中间，原边线圈和带有补偿磁芯的原边集成电感为顶层。对于接收器，铝板为底层，铁氧体板位于中间，副边线圈和副边集成电感为顶层。耦合时，使副边线圈、副边集成电感与原边线圈、原边集成电感相对。为了实现更强的磁场耦合与更好的电磁屏蔽，铁氧体板的尺寸大于线圈的尺寸，铝板尺寸大于铁氧体板。

在输入端，一台直流电源和一个大功率逆变器被用来为谐振电路提供交流激励。逆变器采用20mΩ导通内阻的Silicon-carbide MOSFET(C2M0025120D)以减小功率损耗和提高输出稳定性。这些器件的额定电压为1200V，因此可以轻松的被用来适配电动汽车所需功率并为未来更高功率***研究奠定了基础。使用DSP28335作为控制芯片，输出MOSFET的PWM控制信号。输出模式为固定频率85kHz。两个发射端是相同的，并且并联连接。他们共享一个全桥逆变器。在输出端，C3D20060D二极管用于整流器向电阻负载提供直流电流。原边线圈L_pi(i＝1,2)由2700股AWG 38利兹线制成，副边线圈L_s和集成电感L_pfi(i＝1,2)、L_sf由1000股AWG 38利兹线制成。磁性材料PC95用于构建铁氧体板。

耦合机构测量参数和谐振网络参数如表2所示。拾取端在不同的位置下的***逆变输出波形如图14所示，与图11中的仿真结果基本吻合。电动汽车在发射端上方移动的整个过程中，***总的逆变输出波形一直处在谐振状态。这说明***高效工作，所提出耦合机构引入的新互感得到了合理利用和补偿。另外，图14中显示，***逆变输出的电压和电流基本也保持稳定。这与式(3)中的计算结果相对应。整个移动过程中在输入和输出端都实现了接近单位的功率因数，因此电路中的功率损耗降低了。而且，实现了MOSFET的软开关减轻了开关损耗。

表2

当拾取端沿着发射端移动时，输出功率和效率如图15所示。输出功率波形的形状类似于图11中的仿真结果。输出功率保持约为12kW，在整个范围内变化为±4％。考虑中间部分的功率跌落区域(-450mm,450mm)，输出功率变化仅为±2％。从直流电源到直流负载，***的最高效率达到了92.3％。

综上，本实施例提出的动态无线充电***及参数设计方法，将多个初级端共享一台逆变器，以消除线圈之间的功率骤降；将原边集成电感和副边集成电感分别集成在各自的主线圈中，以提供新的能量传输通道并减小***体积；采用叠加定理分析电路，考虑了额外的交叉耦合用来决定新的参数配谐规则；优化了主线圈和集成电感的结构，给出了对应的设计规则；建造了一个12kW的原型来验证理论分析和设计方法。实验结果表明，整个范围内的输出功率波动为±5％，功率跌落区域内的输出功率波动为±3％。从原边侧的直流电源到副边侧的直流负载的***效率最高达到92.3％。

还需说明的是，除电动汽车外，本发明还可适用于其他可应用的情形。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.抑制功率波动的动态无线充电***，包括发射端和接收端，其特征在于：所述发射端设有原边结构，所述接收端设有副边结构；所述原边结构设有等距离排布的多段原边线圈，所述副边结构设有与所述原边线圈适配的副边线圈，在每段所述原边线圈的首尾两端上分别设有结构相同、安装方向相同的第一原边集成电感和第二原边集成电感，在所述副边线圈下设有副边集成电感；所述原边线圈、所述副边线圈均采用单极D型结构，所述第一原边集成电感和所述副边集成电感均采用双极DD型结构；

所述发射端设有与所述原边线圈一一对应的多个原边电路；每个所述原边电路设有一个所述原边线圈及与该原边线圈对应的所述第一原边集成电感、所述第二原边集成电感，还设有第一原边谐振电容和第二原边谐振电容；所述第一原边集成电感、所述第一原边谐振电容、所述原边线圈、所述第二原边集成电感顺序串联在逆变电源的两端；所述第二原边谐振电容一端连接所述第一原边谐振电容与所述原边线圈的公共端，另一端连接所述原边线圈与所述第二原边集成电感的公共端。

2.根据权利要求1所述的抑制功率波动的动态无线充电***，其特征在于：所述副边线圈的长度方向与所述原边线圈的宽度方向相同，所述副边线圈位于所述原边线圈的正上方；所述第一原边集成电感的两个D型线圈沿所述原边线圈的宽度方向排布，所述副边集成电感的两个D型线圈与所述第一原边集成电感的两个D型线圈同向排布。

3.根据权利要求2所述的抑制功率波动的动态无线充电***，其特征在于：所述接收端设有所述副边线圈、所述副边集成电感，还设有第一副边谐振电容和第二副边谐振电容；所述副边线圈、所述副边集成电感、所述第一副边谐振电容顺序串联在整流滤波电路的两端之间，所述第二副边谐振电容的一端连接所述副边线圈与所述副边集成电感的公共端，另一端连接所述副边线圈与所述整流滤波电路的公共端。

4.根据权利要求3所述的抑制功率波动的动态无线充电***，其特征在于，负载经过相邻的第一原边线圈和第二原边线圈时，该***对该负载的输出功率为：

其中，中间变量

K₂＝M₁+M₂,

M_v＝M₁M_ps1+M₂M_ps2，L_pfe1＝L_pfe2＝L_pfe，M₁、M₂分别为所述第一原边线圈、所述第二原边线圈与所述副边线圈之间的互感，M_ps1、M_ps2分别表示所述第一原边线圈所在线路的第一原边集成电感、所述第二原边线圈所在线路的第一原边集成电感与所述副边集成电感之间的互感，L_pfe1表示被补偿后的所述第一原边线圈所在线路的第一原边集成电感和第二原边集成电感的等效自感，L_pfe2表示被补偿后的所述第二原边线圈所在线路的第一原边集成电感和第二原边集成电感的等效自感，L_sfe表示被补偿后的副边集成电感的等效自感，k_pf12表示所述第一原边线圈所在线路的第一原边集成电感、所述第二原边线圈所在线路的第一原边集成电感之间的耦合系数，ω表示该***的工作角频率，U_in表示所述逆变电源的输出电压，U_o表示所述负载的等效输出电压，| |表示求模。

5.根据权利要求4所述抑制功率波动的动态无线充电***的参数设计方法，其特征在于，包括步骤：

S1：确定***的工作角频率ω、输入电压、输出电压、输出电流以及无线传输距离；

S2：根据应用环境，以及不同尺寸下所述原边线圈与所述副边线圈的耦合系数的变化关系，确定所述原边线圈与所述副边线圈的尺寸；

S3：根据设计的所述原边线圈及所述副边线圈确定功率跌落区域和功率稳定区域；

S4：确定所述副边集成电感的长度与所述副边线圈的长度一致，确定所述副边集成电感的宽度小于所述副边线圈的宽度；

S5：确定所述第一原边集成电感的长度与所述原边线圈的宽度一致，确定所述第一原边集成电感的宽度为对功率稳定区域没有影响的宽度；

S6：确定所述第一原边集成电感、所述副边集成电感的线圈匝数为能够将所述功率跌落区域补偿到所述功率稳定区域的标准值；

其中，步骤S3、S4、S5不限先后顺序。

6.根据权利要求5所述动态无线充电***的参数设计方法，其特征在于，所述步骤S2具体包括步骤：

S21：根据负载对所述副边线圈的需求，确定所述副边线圈的长度与所述原边线圈的宽度一致，以及确定所述副边线圈的宽度；

S22：根据所述副边线圈与所述原边线圈的最大耦合系数，确定所述原边线圈的长度。

7.根据权利要求5所述动态无线充电***的参数设计方法，其特征在于，所述步骤S5确定所述第一原边集成电感的宽度为对所述功率稳定区域没有影响的宽度，具体包括步骤：

S51：在不同的宽度值下，计算并绘制M_ps1、M_ps2及K₂的变化曲线；

S52：选择M_ps1、M_ps2在K₂变化曲线指示的在所述功率跌落区域内出现、而在所述功率稳定区域内基本为零的宽度范围内的一个宽度值作为所述第一原边集成电感的宽度。

8.根据权利要求5所述的动态无线充电***的参数设计方法，其特征在于，所述步骤S6具体包括步骤：

S61：计算满足P_out稳定，所述第一原边集成电感或所述第二原边集成电感与所述副边集成电感正对时需要的两者之间的互感范围；

S62：根据所述副边集成电感的不同匝数、所述第一原边集成电感的不同匝数与这两者之间的互感值的关系，选定互感范围所对应的所述副边集成电感的匝数及所述第一原边集成电感的匝数。

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