CN113132280B - 一种iq不平衡估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力线载波通信技术领域，具体涉及一种IQ不平衡估计方法。该方法首先将接收的射频信号进行处理，得到差分前导序列；然后根据差分前导序列得到载波偏频估计值；接着将差分前导序列拆分成至少三个差分前导子序列，对差分前导子序列进行联立，联立后代入载波偏频估计值，求得IQ不平衡因子间的关系；最后根据IQ不平衡因子间的关系，得到IQ相位不平衡估计值和/或IQ幅度不平衡估计值。本发明在得到差分前导序列以后，先利用差分前导序列对载波偏频进行估计，然后在此基础上对IQ不平衡进行估计，实现了IQ不平衡实时、准确地估计，便于进行准确补偿与校准，而且，还可有效节约接收机成本。

Description

一种IQ不平衡估计方法

技术领域

本发明属于电力线载波通信技术领域，具体涉及一种IQ不平衡估计方法。

背景技术

目前的无线通信***常采用零中频结构的接收机进行信号接收。零中频接收机直接将射频信号下变频到零频附近，其结构简单、集成度高、功耗较低，是目前电力用户用电信息采集***双模通信无线部分所采用的接收机结构。

由于射频模拟器件性能的局限性，零中频接收机存在一些固有缺陷，例如本振泄露导致的直流(DC)偏置、本振信号自混频产生的IQ不平衡等，严重影响接收机的性能。IQ不平衡可以解释为同相(I)和正交(Q)支路之间的相位和幅度不匹配，具体表现为本振产生用于混频的I路和Q路信号之间不满足正交关系(90°相位差)，以及I路和Q路的幅度增益不同。IQ不平衡会产生镜像干扰信号，造成接收机动态范围降低，严重时会影响基带信号的解调。

抑制IQ不平衡的方法主要有两类：一方面可以从硬件角度出发，采用性能更好的射频模拟器件来克服接收机IQ不平衡，该方法尽管可以从根本上消除IQ不平衡，但接收机的体积、功耗和成本会随之增加；另一方面可以在基带采用数字估计和补偿技术，克服射频缺陷，该方法成本低廉，应用广泛，是当前IQ不平衡补偿技术的主要研究方向，例如将IQ不平衡和信道的影响联合在一起，但是只要信道变化就要重新进行估计，同样会增加***的开销，而且会带来估计不准确的问题。

发明内容

本发明提供了一种IQ不平衡估计方法，用以解决从硬件角度出发进行补偿造成的成本较高或者采用数字估计和补偿技术造成的估计不准的问题。

为解决上述技术问题，本发明所包括的技术方案以及技术方案对应的有益效果如下：

本发明提供了一种IQ不平衡估计方法，包括如下步骤：

1)将接收的射频信号进行处理，得到前导序列，所述前导序列包含有载波频偏和IQ不平衡因子；

2)将得到的前导序列进行差分计算，得到差分前导序列；

3)根据差分前导序列，计算得到载波偏频估计值；

4)将差分前导序列拆分成至少三个差分前导子序列，对差分前导子序列进行联立，联立后代入步骤3)中得到的载波偏频估计值，求得IQ不平衡因子间的关系；

5)根据IQ不平衡因子间的关系，得到IQ相位不平衡估计值和/或IQ幅度不平衡估计值。

上述技术方案的有益效果为：基于实际通信过程中产生的载波偏频和IQ不平衡之间存在一定联系，即接收机IQ不平衡会加剧载波频偏对***性能的影响，因而本发明综合考虑载波偏频和IQ不平衡的影响，在得到差分前导序列以后，先利用差分前导序列对载波偏频进行估计，然后在此基础上对IQ不平衡进行估计，实现了实时、准确地估计，便于进行准确补偿与校准，提高***性能；而且，该方法从软件上进行改进，可有效节约接收机成本。

进一步的，为了准确实现对载波偏频和IQ平衡的联合估计，步骤1)中，包含有载波频偏Δf和IQ不平衡因子的前导序列的表达式为：

其中，

为前导序列；k＝0,1,2,…,N_S-1，N_S为前导序列的长度；N为FFT点数；f_s为采样频率；m_S(k)为理想前导序列；

为m_S(k)的复共轭；Δf为载波频偏；φ和ψ为IQ不平衡因子，且IQ不平衡因子φ和ψ的表达式为：

其中，θ为IQ相位不平衡值，β为IQ幅度不平衡值。

进一步的，步骤2)中，差分前导序列为：

其中，d_S(k)为差分前导序列

的理想差分前导序列，且d_S(k)＝m_S(k)-m_S(k-1)，

为d_S(k)的复共轭。

进一步的，为了准确计算得到载波偏频估计值，步骤3)中，采用如下方法以根据差分前导序列计算得到载波偏频估计值：

对差分前导序列进行长度为D的延时自相关和求和平均操作，对操作结果取辐角后得到所述载波偏频估计值，所述载波偏频估计值为：

其中，

为载波偏频估计值；N为FFT点数；f_s为采样频率；k＝0,1,2,…,N_S-D-1，D为相关周期的长度；arg为取复数辐角主值；

为差分前导序列

的复共轭；W为相关周期的个数，W＝N_S/D。

进一步的，步骤4)中，拆分得到的差分前导子序列的个数为三个，而且为三个长度相等、采样连续的差分前导子序列。

进一步的，步骤4)中，求得的IQ不平衡因子间的关系为：

其中，φ和ψ为IQ不平衡因子；φ^*为φ的复共轭；f_s为采样频率；k＝0,1,2,…,N_S-D-1，D为相关周期；Δf为载波频偏；N为FFT点数；

为拆分得到的三个差分前导子序列，且其表达式分别为：

其中，

为差分前导序列；

为差分前导序列

的复共轭；d_S(k)为理想差分前导序列。

进一步的，为了最大限度消除近似处理产生的误差使估计结果更为准确，步骤5)中，还包括将得到的IQ不平衡因子间的关系进行求和加权平均得到IQ不平衡因子估计值的步骤，IQ不平衡因子估计值的表达式为：

其中，

为IQ不平衡因子估计值；λ为得到的IQ不平衡因子间的关系；w(k)为权重因子，在拆分得到三个差分前导子序列时，其表达式为：

其中，

为拆分得到的三个差分前导子序列。

进一步的，IQ相位不平衡估计值为：

其中，

为IQ相位不平衡估计值；

和

分别为IQ不平衡因子估计值

的实部和虚部。

进一步的，IQ幅度不平衡估计值为：

其中，

为IQ幅度不平衡估计值；

和

分别为IQ不平衡因子估计值

的实部和虚部；

为IQ相位不平衡估计值。

附图说明

图1是本发明涉及的无线通信***零中频接收机的结构示意图；

图2是本发明的IQ不平衡估计方法流程图。

具体实施方式

本发明发现，OFDM***对载波偏频比较敏感，实际通信过程中产生的载波偏频和IQ不平衡之间存在一定联系，即接收机IQ不平衡会加剧载波频偏对***性能的影响，故先利用提取出的差分前导序列进行载波频偏的估计，在此基础上再对IQ不平衡进行估计，从而综合考虑载波频偏和IQ不平衡的影响，实现对IQ不平衡的准确估计，在此过程中也可实现对载波偏频的准确估计。下面结合附图及实施例，对本发明的一种IQ不平衡估计方法进行详细说明。

方法实施例：

本发明的一种IQ不平衡估计方法，其整体流程如图2所示。具体的：

步骤一，***接收端将天线接收到的射频信号输入混频器进行IQ解调，得到时域模拟基带信号r(t)。本振产生用于混频的I路、Q路模拟信号L_I(t)和L_Q(t)可表示为：

L_I(t)＝(1+β)·cos(2πf_ct-θ/2)

L_Q(t)＝-(1-β)·sin(2πf_ct+θ/2)

其中，θ为IQ相位不平衡值，β为IQ幅度不平衡值，f_c为载波频率。

经过低通滤波，并以采样频率f_s对r(t)进行采样后，得到数字基带信号

从数字基带信号

中提取出前导序列

若存在载波频偏和IQ不平衡，且忽略噪声的影响，则提取出的前导序列

可表示为：

其中，k＝0,1,2,…,N_S-1，N_S为前导序列的长度；N为FFT点数；m_S(k)为理想前导序列；

为m_S(k)的复共轭；f_s为采样频率；Δf为载波频偏；φ和ψ为IQ不平衡因子，且φ和ψ具体表示为：

从而得到含有载波偏频和IQ不平衡的前导序列。

步骤二，对前导序列

进行差分计算，得到差分前导序列

利用差分前导序列

进行载波频偏估计。具体为：

1)通过下式计算接收前导序列

的差分序列

以消除残留的直流偏置：

其中，d_S(k)为差分前导序列

的理想前导序列，d_S(k)＝m_S(k)-m_S(k-1)；

为d_S(k)的复共轭。

2)由于前导序列

具有周期性，则差分前导序列

也为周期性序列，且二者具有相同的最小正周期T，即：

3)对差分前导序列

进行长度为D的延时自相关和求和平均，取其辐角后经计算可得载波频偏估计值：

其中，

为载波偏频估计值；k＝0,1,2,…,N_S-D-1，D为相关周期的长度，D为n个前导序列的最小正周期T，且不超过前导序列总长度N_S的四分之一，即满足条件D＝nT≤N_S/4，n为正整数；arg为取复数辐角主值；W为相关周期的个数，W＝N_S/D。

需说明的是，步骤3)中自相关的求和操作的结果为复数，例如设为C＝a+bi，设累加个数为N，则对C进行平均后可得

而后计算其幅角

因此，可省略平均时除以累加个数N的过程(除法相当于对复数的实部a和虚部b同时缩小)。此处对多段相关结果进行累加平均，可以增强估计的可靠性。

步骤三，利用载波偏频估计值

进行IQ不平衡估计。具体的：

1)将差分前导序列

拆分成三个采样连续的差分前导子序列

和

分别为：

2)将以上三个方程进行联立，由三个采样连续的差分前导子序列

和

得到IQ不平衡因子间的关系λ为：

3)将载波偏频估计值

代入上式，并进行求和加权平均可得IQ不平衡因子估计值：

其中，w(k)为权重因子，可表示为

表示前导子序列

和

的能量之和。

4)经过近似计算后可得，IQ相位不平衡估计值

和IQ幅度不平衡估计值

分别为：

其中，

和

分别为

的实部和虚部。

至此，在数字域中进行了IQ不平衡的估计，并完成了载波偏频的估计，即实现了IQ不平衡和载波频偏的联合估计。对于零中频接收机，采用更高性能的模拟器件可从根本上抑制IQ不平衡的产生影响。但高性能模拟器件成本高、功耗大，并不适用于当前主流的无线通信***。因此，通过数字信号处理的方式，结合载波频偏估计在数字域中实现IQ不平衡和载波频偏联合估计，不仅能够实时、准确地估计和补偿，还可以有效节约接收机成本。

零中频接收机由于本振泄露会产生直流偏置，影响接收解调性能。尽管在载波频偏和IQ不平衡联合估计前会对直流偏置进行滤除，但仍然会有残留直流偏置。因此，为了消除残留的直流偏置，本发明在进行载波频偏和IQ不平衡联合估计前，在步骤二中，对IQ混频后的前导序列

进行差分计算，得到差分前导序列

本实施例在估算过程中，对IQ不平衡因子φ和ψ进行了近似处理，步骤三的3)中通过权重因子w(k)进行加权平均计算可以最大限度消除近似处理产生的误差，使得估计结果更为准确。作为其他实施方式，通过步骤三的2)计算得到IQ不平衡因子间的关系λ后，直接利用该值进行IQ相位不平衡估计值和IQ幅度不平衡估计值的计算，相较于经过加权处理后得到的IQ不平衡估计，该种处理方式的精度会有所下降，但计算速率会得到一定提升。

本实施例的步骤三中，将差分前导序列拆分成三个采样连续的差分前导子序列，利用这三个差分前导子序列得到IQ不平衡因子间的关系λ。作为其他实施方式，还可拆分成大于三个(例如四个)的差分前导子序列，或者拆分成不连续的至少三个差分前导子序列，拆分后的差分前导子序列的表达式会不同于步骤三的1)所示表达式，将这些差分前导子序列进行联立，同样可以求得IQ不平衡因子间的关系λ。

下面将该方法应用于具体的实例中，以说明本发明方法的有效性。将该方法应用于电力用户用电信息采集***双模通信协议无线物理层中，所用***架构参考国家电网发布的《双模通信互联互通技术规范第4-1部分：物理层通信协议》无线物理层部分，所用OFDM通信模式通信带宽为854.5kHz，FFT点数为128，可用子载波数目为128。所用零中频接收机的简化结构如图1所示。该方法主要包括：生成周期性时域前导序列、接收前导序列并进行时域差分处理、IQ不平衡和载波频偏联合估计，具体步骤如下：

1、生成周期性时域前导序列。

通过特定的频域数据序列生成周期性时域前导序列。频域数据序列在特定位置的OFDM子载波上***定值，正负由子载波位置决定。子载波编号从0起，在编号为8、24、48、96、104、112、120的子载波上***归一化因子

在编号为16、32、40、80、88的子载波上***

其余位置子载波不携带信息(置0)，经过128点FFT后得到时域原始前导序列。将原始前导序列末尾1/4长度的采样点数据作为循环前缀，加入原始前导序列之前，得到含有循环前缀的原始前导序列。将四组含有循环前缀的原始前导序列依次首尾相连后，得到周期性时域前导序列。由此可得，前导序列的长度N_S＝640，最小正周期T＝16。对前导序列进行数模转换，并调制到载频信号上发送。

2、接收前导序列并进行时域差分处理。

采用零中频接收机对前导模拟信号进行接收。通过本振信号对接收的前导模拟信号进行IQ混频，经过低通滤波后，进行模数转换，采样得到接收的基带前导序列。对该前导序列进行差分处理，通过计算序列前后两个采样点间幅度的差值，消除残留的直流偏置，得到差分前导序列。

3、IQ不平衡和载波偏频联合估计。

令相关周期D＝8T＝128，利用差分前导序列的周期性，对差分前导序列进行长度为D的延时自相关计算。将多周期的延时自相关计算结果求和平均并取辐角，再经过计算后得到载波频偏估计值。将差分前导序列拆分成三组采样连续且长度相等的差分前导子序列，联立三组差分前导子序列，得到IQ不平衡因子间的关系。代入载波频偏估计值，经过近似处理后，计算IQ不平衡估计值。最终实现IQ不平衡和载波频偏联合估计。

Claims (9)

1.一种IQ不平衡估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

1)将接收的射频信号进行处理，得到前导序列，所述前导序列包含有载波频偏和IQ不平衡因子；

2)将得到的前导序列进行差分计算，得到差分前导序列；

3)根据差分前导序列，计算得到载波偏频估计值；

4)将差分前导序列拆分成至少三个差分前导子序列，对差分前导子序列进行联立，联立后代入步骤3)中得到的载波偏频估计值，求得IQ不平衡因子间的关系；

5)根据IQ不平衡因子间的关系，得到IQ相位不平衡估计值和/或IQ幅度不平衡估计值。

2.根据权利要求1所述的IQ不平衡估计方法，其特征在于，步骤1)中，包含有载波频偏Δf和IQ不平衡因子的前导序列的表达式为：

其中，

为前导序列；k＝0,1,2,…,N_S-1，N_S为前导序列的长度；N为FFT点数；f_s为采样频率；m_S(k)为理想前导序列；

为m_S(k)的复共轭；Δf为载波频偏；φ和ψ为IQ不平衡因子，且IQ不平衡因子φ和ψ的表达式为：

其中，θ为IQ相位不平衡值，β为IQ幅度不平衡值。

3.根据权利要求2述的IQ不平衡估计方法，其特征在于，步骤2)中，差分前导序列为：

其中，d_S(k)为差分前导序列

的理想差分前导序列，且d_S(k)＝m_S(k)-m_S(k-1)，

为d_S(k)的复共轭。

4.根据权利要求1所述的IQ不平衡估计方法，其特征在于，步骤3)中，采用如下方法以根据差分前导序列计算得到载波偏频估计值：

对差分前导序列进行长度为D的延时自相关和求和平均操作，对操作结果取辐角后得到所述载波偏频估计值，所述载波偏频估计值为：

其中，

为载波偏频估计值；N为FFT点数；f_s为采样频率；k＝0,1,2,…,N_S-D-1，D为相关周期的长度；arg为取复数辐角主值；

为差分前导序列

的复共轭；W为相关周期的个数，W＝N_S/D。

5.据权利要求1所述的IQ不平衡估计方法，其特征在于，步骤4)中，拆分得到的差分前导子序列的个数为三个，而且为三个长度相等、采样连续的差分前导子序列。

6.据权利要求4所述的IQ不平衡估计方法，其特征在于，步骤4)中，求得的IQ不平衡因子间的关系为：

其中，φ和ψ为IQ不平衡因子；φ^*为φ的复共轭；f_s为采样频率；k＝0,1,2,…,N_S-D-1，D为相关周期；Δf为载波频偏；N为FFT点数；

为拆分得到的三个差分前导子序列，且其表达式分别为：

其中，

为差分前导序列；

为差分前导序列

的复共轭；d_S(k)为理想差分前导序列。

7.根据权利要求1所述的IQ不平衡估计方法，其特征在于，步骤5)中，还包括将得到的IQ不平衡因子间的关系进行求和加权平均得到IQ不平衡因子估计值的步骤，IQ不平衡因子估计值的表达式为：

其中，

为IQ不平衡因子估计值；λ为得到的IQ不平衡因子间的关系；w(k)为权重因子，在拆分得到三个差分前导子序列时，其表达式为：

其中，

为拆分得到的三个差分前导子序列。

8.根据权利要求7所述的IQ不平衡估计方法，其特征在于，IQ相位不平衡估计值为：

其中，

为IQ相位不平衡估计值；

和

分别为IQ不平衡因子估计值

的实部和虚部。

9.根据权利要求7所述的IQ不平衡估计方法，其特征在于，IQ幅度不平衡估计值为：

其中，

为IQ幅度不平衡估计值；

和

分别为IQ不平衡因子估计值

的实部和虚部；

为IQ相位不平衡估计值。

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