CN113114040A - 高增益正反激叠层升压变换器 - Google Patents

高增益正反激叠层升压变换器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种高增益正反激叠层升压变换器，所述变换器包括：输入电压源Vin、功率开关管S、二极管D1、二极管D2、二极管D3、输出电容C1、输出电容C2、输出电容C3、负载R和变压器，所述变压器增加了第三绕组；所述变换器采用了叠层和利用泄露能量的思想，输入电压源分为两路输入，一路输入到正反激变换器进行能量输出，另一路通过第三绕组进行能量输出。由于第三绕组的存在，输入电压能够和第三绕组感应出的电压顺向串联后，再与正反激变换器的输出电容串联后为负载供电，所以该变换器有更高的增益。

Description

高增益正反激叠层升压变换器
技术领域
本发明涉及电力电子电路直流变换器领域，尤其涉及一种高增益正反激叠层升压变换器，该变换器可将输入的直流低压变换为直流高压进行输出，在实现高增益的同时能保证高效率、输入电流连续的特性。
背景技术
现有技术一的技术方案：
Boost变换器为普通升压场合经常使用的非隔离型升压变换器，如图1所示。其中，Vin表示直流源输入，L为电感，S为功率开关管，D为二极管，C为输出电容，R为负载。Boost变换器的重要波形如图2所示。电感电流连续模式下的Boost运行方式如下。
模态分析
阶段一(t0-t1)：功率开关管S导通，电感L两端电压等于输入电压，根据电感电流不能突变的原理，电感电流按固定斜率上升。而此时负载R的能量完全由输出电容C提供。
阶段二(t1-t2)：功率开关管S关断，电感L两端电压反向，由于电感电流不能突变，电感电流按固定斜率下降，此时电感电流通过二极管D和输出电容C形成回路进行续流，同时为负载R提供能量。
Boost变换器的增益为
Figure BDA0002993210180000021
其中，d表示功率开关管S的占空比；
现有技术一的缺点
Boost变换器在实际应用时，其增益最高可以达到6，若该变换器想要达到更高增益，将会存在以下缺点：
1)该变换器的开关管、二极管电压应力此时为输出电压值，应力较大；
2)开关管导通时间长，增加了导通损耗；
3)输出二极管导通时间短，电流大，反向恢复时间长。
以上缺点会导致Boost变换器的效率迅速下降，因此该变换器在增益超过6的情况下无法保证高效率。
现有技术二的技术方案：
如图3所示为正反激-开关电容叠层变换器。该变换器为非隔离型升压变换器，且该变换器的升压采用了叠层的思想，上半部分为正反激变换器，是在反激变换器的基础上加入了一只二极管和一个电容构成的，这种结构增加了一个直接能量传输阶段，起叠层升压作用的下半部分电路称为该变换器的基底，该变换器的基底加入了开关电容作为能量的缓冲电路。其中，Vin表示直流源输入，S为功率开关管，D1、D2、D3、D4为二极管，C1、C2、C3为输出电容，R为负载。该变换器的关键波形如图4所示。该变换器工作在稳定状态下时，其输入电流不连续，且由于变压器漏感的存在，开关电容支路的电流在开关管关断时会存在电流尖峰。为了简化分析，考虑功率开关管S只有完全开通和完全关断两个状态。
模态分析
阶段一(t1-t2)：功率开关管S处于完全导通状态，此时变压器原边电流流向为从上往下流动，此时副边绕组感应出的电压方向为下正上负，使得二极管D1导通,第三绕组感应出的电压方向为右正左负，使得二极管D3导通。此时二极管D2、二极管D4处于截止状态，且输出电容C1以及开关电容Cb处于充电状态。
阶段二(t4-t5)：功率开关管S处于完全关断状态，此时变压器原边电流流向为从下往上流动，此时副边绕组感应出的电压方向为上正下负，使得二极管D2导通,二极管D1、D3处于截止状态。此时电容C2处于充电状态。Vin、Vm、VCb共同为C3充电。
该直流变换器的增益为：
Figure BDA0002993210180000031
其中：k1、k2为变压器的变比，d表示功率开关管S的占空比；
该变换器在k1＝k2＝1的情况下增益可以达到12左右，其实现的增益比Boost变换器的高了一倍，但是该变换器存在以下缺点：
1)输入电流不连续；
2)开关电容电流在开关管关断时出现电流尖峰，进而使得对应输出电容C3上的电流存在尖峰，增大了输出电容的体积；
3)开关电容作为能量缓冲电路使得该变换器整体效率降低。
发明内容
传统的非隔离升压直流变换器如Boost变换器无法保证在实现高增益的同时保证高效率，其应用范围受到限制，而正反激-开关电容叠层变换器虽然能够实现更高增益，但是其输入电流不连续，且因为开关电容的存在使得效率降低，而本发明旨在使变换器实现高增益的同时保证其有较高的效率和输入电流连续的特性。
针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种高增益正反激叠层升压变换器，所述变换器包括：输入电压源Vin、功率开关管S、二极管D1、二极管D2、二极管D3、输出电容C1、输出电容C2、输出电容C3、负载R和变压器，所述变压器增加了第三绕组；
变压器原边绕组的1端与变压器副边绕组的3端为同名端，
输入电压源Vin的正极端与变压器漏感Lk1的一端连接，变压器漏感Lk1的另一端分别与变压器励磁电感Lm和变压器的1端连接；变压器励磁电感Lm的另一端与变压器的2端连接后与功率开关管S的一端连接，功率开关管S的另一端和输入电压源Vin的负极端分别接地；
输入电压源Vin的正极端还与变压器漏感Lk3的一端连接，变压器漏感Lk3的另一端与第三绕组的一端连接，第三绕组的另一端与二极管D3的正极端连接；
变压器的3端分别与二极管D1的正极端和二极管D2的负极端连接，二极管D1的负极端分别与负载R的一端和输出电容C1的一端连接，
变压器的4端与变压器漏感Lk2的一端连接，变压器漏感Lk2的另一端分别与输出电容C1的另一端和输出电容C2的一端连接，
所述输出电容C2的另一端连接分别与二极管D2的正极端、二极管D3的负极端和输出电容C3的一端连接，所述输出电容C3的另一端和负载R的另一端接地。
在上述方案的基础上，所述变压器原边绕组的匝数为N1、副边绕组的匝数为N2、第三绕组的匝数为N3；变压器的变比为k1、k2，其中，k1＝N2/N1、k2＝N3/N1。
在上述方案的基础上，所述变换器工作模态包括：
阶段一(t0-t1)：t0时刻功率开关管S导通，流过原边绕组的电流方向为上正下负，电压方向与电流方向相同，根据电压耦合关系以及二极管连接方向，此时二极管D1处于导通状态，输出电容C1被充电，输出电容C1两端电压增加至k1Vin，并保持不变。
阶段二(t1-t2)：t1时刻功率开关管S关断，流过原边绕组的电流方向为上负下正，电压方向与电流方向相同，根据电压耦合关系以及二极管连接方向，此时二极管D2处于导通状态，输出电容C2被充电，输出电容C2两端电压增加至[k1d/(1-d)]Vin，并保持不变。同时第三绕组两端的电压与输入电压源Vin顺向串联，使二极管D3导通，输出电容C3被充电，输出电容C3两端电压增加至Vin+[k2d/(1-d)]Vin，并保持不变。
在上述方案的基础上，所述变换器的输出由输出电容C1、输出电容C2、输出电容C3串联组成，根据工作模态推出该变换器的增益为：
Figure BDA0002993210180000061
其中，d为功率开关管S的占空比；
在上述方案的基础上，为了减小该变换器输入电流的纹波，所述变压器原边绕组的匝数N1与第三绕组的匝数N3应首先满足N1＝2N3，然后通过选择合适的副边绕组的匝数N2，能够实现该变换器输入电流的完全优化。
本发明的有益效果：本发明提出了一种高增益正反激叠层升压变换器，该变换器在高增益场合下，具有输入电流连续以及效率高的特性。
提出的变换器与现有技术一及现有技术二中的方案相比，在实现相同增益的情况下，Boost变换器无法保证较高的效率，正反激-开关电容叠层变换器的输入电流不连续以及由于开关电容的存在使得工作效率有所下降。
本申请所述的变换器采用了叠层和利用泄露能量的思想，输入电压源分为两路输入，一路输入到正反激变换器进行能量输出，另一路通过第三绕组进行能量输出。由于第三绕组的存在，输入电压能够和第三绕组感应出的电压顺向串联后，再与正反激变换器的输出电容串联后为负载供电，所以该变换器有更高的增益。
本申请所述的变换器通过合理设置叠层并且引入第三绕组，使输入电流为两路输入电流的互补叠加，实现了输入电流连续；合理设置绕组匝比，能够进一步优化输入电流，减小输入电流的纹波。
附图说明
本发明有如下附图：
图1Boost变换器电路图
图2Boost变换器控制信号及主要波形示意图
图3正反激-开关电容叠层变换器电路图
图4正反激-开关电容叠层变换器控制信号及主要波形示意图
图5高增益正反激叠层升压变换器电路图
图6高增益正反激叠层升压变换器控制信号及主要波形示意图
具体实施方式
以下结合附图5～6对本发明作进一步详细说明。
本发明提出了一种高增益正反激叠层升压变换器，变换器的电路图如图5所示。变压器原边绕组的匝数为N1、副边绕组的匝数为N2、第三绕组的匝数为N3，k1、k2为变压器的变比，其中k1＝N2/N1、k2＝N3/N1。d为功率开关管S的占空比，控制信号及主要波形如图6所示。本申请所述的变换器在高增益情况下具有输入电流连续以及高效率的特性。
高增益正反激叠层升压变换器在结构上采用了叠层和利用泄露能量的思想。采用叠层思想，引入第三绕组和二极管。为减小变换器的体积，第三绕组与变压器耦合，输入电压源与第三绕组串联共同为输出电容C3充电。为利用反激变换器在开关管导通时的泄露能量，在其基础上增加了二极管D1和电容C1，通过增加直接能量传输阶段将反激变换器在开关管导通时的能量充分利用，同时提高反激变换器的增益和效率，此时改进后的反激变换器称为正反激变换器。在变换器的输出侧，输出电容C1、C2、C3串联共同为负载提供稳定的电压。
1、模态分析
该变换器具体工作模态分析如下：
阶段一(t0-t1)：t0时刻功率开关管S导通，流过原边绕组的电流方向为上正下负，电压方向与电流方向相同，根据电压耦合关系以及二极管连接方向，此时二极管D1处于导通状态，C1电容被充电，其两端电压增加至k1Vin，并保持不变。
阶段二(t1-t2)：t1时刻功率开关管S关断，流过原边绕组的电流方向为上负下正，电压方向与电流方向相同，根据电压耦合关系以及二极管连接方向，此时二极管D2处于导通状态，C2电容被充电，其两端电压增加至[k1d/(1-d)]Vin，并保持不变。同时第三绕组两端的电压与输入电压源Vin顺向串联，使二极管D3导通，C3电容被充电，其两端电压增加至Vin+[k2d/(1-d)]Vin，并保持不变。
2、增益
该变换器的输出由C1、C2、C3串联组成，根据阶段一、阶段二的分析，可以推出该变换器的增益为：
Figure BDA0002993210180000091
为了减小该变换器输入电流的纹波，变压器匝比应首先满足N1＝2N3，之后在第二步中通过选择合适的N2即可实现该变换器输入电流的完全优化。
本发明的技术关键点和欲保护点是：
1.利用泄露能量的方法；
2.为实现输入电流连续以及高增益引入第三绕组实现叠层的方法；
3.为实现输入电流低纹波对绕组间匝比的选择方法。
参考文献(如专利/论文/标准)
[1]K.Tseng,J.Lin and C.Cheng,"An Integrated Derived Boost-FlybackConverter for fuel cell hybrid electric vehicles,"2013 1st InternationalFuture Energy Electronics Conference(IFEEC),Tainan,2013,pp.283-287.
[2]陈骞.航天器一次电源***叠层升压变换器的研究[D].北京交通大学,2014.
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (5)

1.一种高增益正反激叠层升压变换器，其特征在于，所述变换器包括：输入电压源Vin、功率开关管S、二极管D1、二极管D2、二极管D3、输出电容C1、输出电容C2、输出电容C3、负载R和变压器，所述变压器增加了第三绕组；
变压器原边绕组的1端与变压器副边绕组的3端为同名端，
输入电压源Vin的正极端与变压器漏感Lk1的一端连接，变压器漏感Lk1的另一端分别与变压器励磁电感Lm和变压器的1端连接；变压器励磁电感Lm的另一端与变压器的2端连接后与功率开关管S的一端连接，功率开关管S的另一端和输入电压源Vin的负极端分别接地；
输入电压源Vin的正极端还与变压器漏感Lk3的一端连接，变压器漏感Lk3的另一端与第三绕组的一端连接，第三绕组的另一端与二极管D3的正极端连接；
变压器的3端分别与二极管D1的正极端和二极管D2的负极端连接，二极管D1的负极端分别与负载R的一端和输出电容C1的一端连接，
变压器的4端与变压器漏感Lk2的一端连接，变压器漏感Lk2的另一端分别与输出电容C1的另一端和输出电容C2的一端连接，
所述输出电容C2的另一端连接分别与二极管D2的正极端、二极管D3的负极端和输出电容C3的一端连接，所述输出电容C3的另一端和负载R的另一端接地。
2.如权利要求1所述的高增益正反激叠层升压变换器，其特征在于，所述变压器原边绕组的匝数为N1、副边绕组的匝数为N2、第三绕组的匝数为N3；变压器的变比为k1、k2，其中，k1＝N2/N1、k2＝N3/N1。
3.如权利要求2所述的高增益正反激叠层升压变换器，其特征在于，所述变换器工作模态包括：
阶段一(t0-t1)：t0时刻功率开关管S导通，流过原边绕组的电流方向为上正下负，电压方向与电流方向相同，根据电压耦合关系以及二极管连接方向，此时二极管D1处于导通状态，输出电容C1被充电，输出电容C1两端电压增加至k1Vin，并保持不变；
阶段二(t1-t2)：t1时刻功率开关管S关断，流过原边绕组的电流方向为上负下正，电压方向与电流方向相同，根据电压耦合关系以及二极管连接方向，此时二极管D2处于导通状态，输出电容C2被充电，输出电容C2两端电压增加至[k1d/(1-d)]Vin，并保持不变；同时第三绕组两端的电压与输入电压源Vin顺向串联，使二极管D3导通，输出电容C3被充电，输出电容C3两端电压增加至Vin+[k2d/(1-d)]Vin，并保持不变。
4.如权利要求3所述的高增益正反激叠层升压变换器，其特征在于，所述变换器的输出由输出电容C1、输出电容C2、输出电容C3串联组成，根据工作模态推出该变换器的增益为：
Figure FDA0002993210170000021
其中，d为功率开关管S的占空比。
5.如权利要求4所述的高增益正反激叠层升压变换器，其特征在于，为了减小该变换器输入电流的纹波，所述变压器原边绕组的匝数N1与第三绕组的匝数N3应首先满足N1＝2N3，然后通过选择合适的副边绕组的匝数N2，能够实现该变换器输入电流的完全优化。
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