CN113093163B - 基于有效ofdm通信子载波检测的高速目标测速方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法，首先利用两段相同的前导序列进行互相关估计出小数倍子载波间隔频偏，然后对接收序列进行小数倍频偏补偿。在时间同步精确的前提下找到SIGNAL字段OFDM符号或者一个载荷OFDM符号对其做FFT并取模得到幅频响应序列，找到幅度大于2倍且小于16倍平均幅度的子载波索引为不含干扰的有效子载波索引，范围在(1，FFTSIZE)内。根据连续性将索引分段为索引子集，在四种可能情况下，计算索引子集的平均值与FFTSIZE/2的偏移量来估算整数倍频偏。本发明方法可以大大减小计算复杂度，在保证小数倍频偏补偿情况下测速精度达到厘米每秒的量级。

Description

基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法

技术领域

本发明属于6G移动通信技术领域，特别是涉及一种基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法。

背景技术

高速移动目标指飞行速度达到千米/每秒量级的目标，如未来6G移动通信场景中的低轨道卫星、相向而行的超音速飞行器等。传统的高速目标测速问题一般采用雷达设备发射线性调频信号，然后根据雷达接收机对回波反射信号进行捕获并跟踪检测的方法进行，需要检测反射信号的多普勒频移；然而由于目标反射信号的信号接收面有限以及反射物体的多样性，对雷达的接收灵敏度提出了很高的要求。此外，雷达接收信号处理需要复杂的杂波抑制技术(CFAR恒虚警处理)来消除虚假目标的干扰检测，并且还需要对真实目标信号进行低噪声放大(LNA，low noise amplify)因而信号处理复杂度很高。因此，一般的雷达高速测速设备价格高昂并且多用于军用通信领域中。

而在民用通信领域，现在的4G/5G基站通信中测速定位多用于高铁场景，一般相对速度最多在百米/每秒量级，此外4G/5G射频信号多半在2～6GHz频率，因而多普勒频偏多半在几十Hz到百Hz量级，在OFDM基带波形中，只需要采用简单的小数倍子载波间隔频偏估计方法即可进行频偏跟踪，从而保证后续信道估计完成译码来进行通信。而在未来6G领域，采用的是毫米波以上级别甚至太赫兹级别的射频信号进行通信，其射频频域至少在几十GHz以上级别，并且兼容的场景包括卫星在内，对速度要求达到几千米/每秒亦能进行通信，此时基于OFDM基带波形同时进行移动通信和测速定位成为一个十分棘手的问题。

根据多普勒频偏计算公式

假设fc＝100Ghz，c＝3×10⁸m/s，v＝3000m/s，此时计算多普勒频移为fd＝1Mhz。对于如此大的多普勒频偏，传统的估计方法如时域电平通过率(LCR，level crossingrate)法电平观测周期仅仅只有十几个点，因而会带来很大的计算误差。而利用循环前缀(CP，cyclic prefix)时域估计方法能精确估算小数倍频偏，对于整数倍频偏无能为力。

在4G通信领域，如FDD-LTE***基带采样率仅为30.72MHz，子载波个数一般为1024，此时的子载波间隔为30KHz，即使在5G-NR场景下基带采样率扩大到122.88MHz，子载波个数扩大到4096，子载波间隔也即30KHz，因而对于1MHz多普勒频偏，相当于近33个整数倍频偏再加上0.333倍的小数倍频偏，传统的整数倍频偏检测算法采用最大似然至少要遍历-50到50，即至少一百次互相关检测，其复杂度巨高，目前尚无很好的方法来检测大整数倍频偏，没有针对6G移动通信和基于OFDM基带通信波形进行高速移动目标速度测量的方法。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法，针对大整数倍子载波间隔的多普勒频偏，大大减少计算复杂度，检测速度大幅度提高，在保证小数倍频偏补偿情况下测速精度达到厘米每秒的量级。

本发明所采用的技术方案是，基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法，按照以下步骤进行：

S1，首先利用两段长度相同且相邻的前导序列进行互相关估计出OFDM基带信号的小数倍子载波间隔频偏，包含小数倍频偏以及整数倍频偏估计两部分；

S2，对接收序列进行小数倍频偏补偿；

S3，在时间同步精确的前提下找到SIGNAL字段OFDM符号或者一个载荷OFDM符号，对其做FFT并取模得到幅频响应序列，找到幅度大于2倍且小于16倍平均幅度的子载波索引为不含干扰的有效子载波索引，范围在(1，FFTSIZE)内；根据连续性将索引分段为索引子集，在四种可能情况下，计算索引子集的平均值与FFTSIZE/2的偏移量来估算整数倍频偏，将整数倍与小数倍相加即为最终频偏估计大小，得到的频偏估计作为多普勒频偏的估计值，利用多普勒频移公式即可估计出目标速度，并根据正负偏来判断目标的加速、减速状态。

本发明可应用于6G移动通信领域、空天地一体化和感知通信一体化技术中高速移动目标的相对速度测量问题，具体涉及对OFDM基带物理层波形进行信号处理从而进行兆级赫兹(MHz)多普勒频偏估计的问题。适用于OFDM信号字段符号及载荷符号含虚拟子载波及有效子载波，并且多普勒频偏为高速场景下达到兆级情形。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例的流程图；

图2为大频偏下有效子载波位置可能情况1示意图；

图3为大频偏下有效子载波位置可能情况2示意图；

图4为大频偏下有效子载波位置可能情况3示意图；

图5为大频偏下有效子载波位置可能情况4示意图；

图6为某一仿真环境下小数倍频偏随信噪比变化图；

图7为某一仿真环境下整数倍频偏随信噪比变化图；

图8为对整数倍频偏估计方法算法步骤流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

OFDM基带频偏主要由两方面造成：多普勒频移以及下变频器件振荡频移，后者一般大小在几千赫兹量级，相对于远小于几兆赫兹多普勒频移，由OFDM基带估算的速度误差在千分之一以内，因此，本发明默认大多普勒频偏即为OFDM基带频偏。

在OFDM基带信号频域，子载波分为有效子载波和虚拟子载波两种。有效子载波是指在某些特定宽度的子载波频率范围内加载信息符号(一般为导频符号以及数据BPSK/QPSK/16QAM/64QAM符号)的子载波；虚拟子载波则不加载任何信息符号，因而，虚拟子载波的幅度均为0。在基带波形发射端做IFFT调制之前，***适当的虚拟子载波，主要是为了减小OFDM符号的峰均比，否则，全部子载波都加载信息符号，会导致峰均比急剧增高，很容易达到***不可接受的程度。

在基带OFDM符号时域帧结构中，在载荷符号之前一般都有前导序列进行时间同步或者初始频偏估计，后面有如块状导频(用于跟踪频率选择性衰落信道)OFDM符号、业务信息SIGNAL字段OFDM符号与数据信息载荷OFDM符号，从块状导频OFDM符号开始做FFT频谱检测，就可以看到只有有效子载波符号具有信号能量，而虚拟子载波能量为噪声能量。如果无任何频偏，根据基带物理层资源分配原理，有效子载波能量将相对于子载波总个数一半处(或者一半FFT大小点)成一维对称分布，当存在频偏时有效子载波的中间点将相对于该点做适当偏移。利用该原理，对有效子载波进行能量检测找到位置索引即可确定该偏移量，从而计算出整数倍频偏大小。为了准确地估计频偏，本发明规定幅频响应中间段虚拟子载波个数为0或者中间段虚拟子载波个数小于两边虚拟子载波个数，同时为了避免虚检，本发明规定估计频偏范围为

Fs为基带信号采样率。

基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法，具体流程如图1所示。

首先利用两段相同的前导序列进行互相关估计出OFDM基带信号的小数倍子载波间隔频偏，包含小数倍频偏以及整数倍频偏估计两部分；然后对接收序列进行小数倍频偏补偿。在时间同步精确的前提下找到SIGNAL字段OFDM符号或者一个载荷OFDM符号对其做FFT并取模得到幅频响应序列，找到幅度大于2倍且小于16倍平均幅度的子载波索引为不含干扰的有效子载波索引，范围在(1，FFTSIZE)内。根据连续性将索引分段为索引子集，在四种可能情况下，计算索引子集的平均值与FFTSIZE/2的偏移量来估算整数倍频偏。

本发明针对OFDM基带信号，首先利用前导方法计算初始频偏，以下推导该频偏大小即为小数倍子载波间隔频偏大小。

两段发射符号完全一致长度为L且紧挨的前导序列，设基带符号采样率为Fs，其包含频偏的时域表达式为，

p_i的含义是前导序列1，q_i的含义是前导序列2，x(i)的含义是前导序列1或2发射端的时域符号、i的含义是总长度的第i个符号，e的含义是表示欧拉公式的自然常数或欧拉数，Δf的含义是频偏大小，j的含义是表示复数中的虚数单位。

对两段序列做互相关并求和，

的含义是对前导序列2符号取共轭；

其中

为子载波间隔，Δf_fiction为小数倍子载波间隔频偏，m₀为整数倍子载波间隔频偏倍数，对上式(2)求角度，

角度关于2π成周期旋转，因而对该式求角度可以估算出小数倍子载波间隔频偏为，

这里接收序列还带有噪声，求和是为了减小噪声影响。

其次，本发明针对OFDM基带信号，将所有接收序列Frame进行时域小数倍频偏补偿，当小数倍频偏补偿完成后后续只剩下整数倍频偏估计。

补偿的公式描述如下，

FrameLength为帧长度。

最后，本发明针对OFDM基带信号，详细介绍整数倍子载波间隔频偏估算方法。当小数倍频偏补偿完成后，假设时间同步精确完成，找到后续一个SIGNAL字段OFDM符号或者一个载荷OFDM符号，对其做FFT得到频域序列，再求模得到幅频响应序列。

由于发射端物理层资源分配方法的差异，选择有效子载波时虽然关于中心对称，但是不仅两边出现虚拟子载波中间可能也会出现虚拟子载波。于是，在大频偏下，接收端在检测有效子载波可能出现四种不同情形，见说明书附图2～5。

对幅频响应序列，设FFT变换长度为N_FFT，根据能量阈值检测算法具体描述为，幅频响应序列X(n_fft)，n_fft＝1，2，...，N_FFT，通过幅度阈值检测，若

不等式右边为了取平均值，左边要做N_FFT次检测。

则判定为有效子载波，找到对应的有效子载波索引，范围在(1，N_FFT)以内。

此外，OFDM基带频谱内可能含有强干扰，因此能量检测阈值上限，

用于排除掉干扰。

不论噪声如何影响，有效子载波肯定是连续分布的，接下来再根据连续性检测将索引分为若干个不同的连续索引子集，通过这些索引子集的平均值与N_FFT/2的偏移值得到整数倍频偏Δf_Integer。以下结合图形分四种不同情况讨论对整数倍频偏进行估算，其原理即为估算索引子集的平均值相对于中心点的偏移量。在计算索引子集平均值时，具体讨论如下，

2)结合说明书附图2，若只有一段连续索引(x₁，x₂，...x_m)，取这些索引的平均值

则

对正负偏通用。

Δf_Integer含义为整数倍频偏大小估计值，m含义是第一段连续索引的长度。

2)结合说明书附图3，若只有两段连续索引(x₁，x₂，...，x_m)以及(y₁，y₂，...，y_n)且m＝n，取第一段平均值

以及第二段平均值

则

对正负偏通用。n的含义是第二段连续索引的长度。

3)结合说明书附图4，若只有两段连续索引(x₁，x₂，...，x_m)以及(y₁，y₂，...，y_n)且m＜n，若y_n＜x₁则判定为负偏，将第一段减去N_FFT后再与第二段计算平均值

x_Ave2含义是该种情况下两段连续索引的等效平均值；

若y₁＞x_m则判定为正偏，将第一段加上N_FFT后再与第二段计算平均值

则

4)结合说明书附图5，若有三段连续索引(x₁，x₂，...，x_m)以及(y₁，y₂，...，y_n)和(z₁，z₂，...，z_l)且m+l＝n，x_m＜z₁；若y₁-x_m＜z₁-y_n则判定为负偏，将第三段减去N_FFT后再与第一段计算平均值

x_Ave3含义是该种情况下第一段与第三段连续索引的等效平均值；l的含义是该种情况下第三段连续索引的长度；

若z₁-y_n＜y₁-x_m则判定为正偏，将第三段加上N_FFT后再与第一段计算平均值

同时计算第二段平均值

则

y_Ave3含义是该种情况下第二段连续索引的平均值；

对于OFDM基带信号，当整数倍频偏以及小数倍频偏都估计出来后，总的频偏估计大小为Δf＝Δf_fiction+Δf_Integer，由前文所述该估计值近似等于多普勒频移估计值。最后，由多普勒频偏计算公式，

估算出速度值，c为光速，fd为多普勒频偏，fc为射频转基带下变频时由器件振荡带来的频偏。由于fc一般在几KHz量级远小于兆Hz级的fd，由Δf估算出的速度误差在千分之一以内，因此fd近似等于OFDM基带频偏Δf。

本发明相对于传统的最大似然检测算法大大缩减了计算量，该估计方法性能主要取决于整数倍频偏估计，而影响整数倍频偏估计性能关键是做小数倍频偏补偿，整数倍频偏几乎不受噪声影响，高信噪比估算速度精度在厘米每秒级。

实施例

本实施例不考虑窄带强干扰对有效子载波检测带来干扰检测，且OFDM基带频偏不考虑由下变频过程带来的器件频偏。

设定某一仿真环境下，OFDM基带信号采样率为30.72MHz，子载波个数或者FFT长度设为1024，则子载波间隔为30KHz，包含两个前导符号为1024点的PN序列用于估算小数倍频偏，包含一个OFDM数据符号频域采用BPSK映射，CP长度为128，时域符号位宽设为2^10。加载高斯噪声将信噪比设为0到30dB。

将信噪比设为30dB，多普勒频偏设为-64*30KHz+0.4*30KHz＝-1.908MHz，有效子载波序列设为[448:512 513:576]，接收机经过小数倍频偏补偿后幅频响应见说明书附图2。

将信噪比设为30dB，多普勒频偏设为-64*30KHz+0.4*30KHz＝-1.908MHz，有效子载波序列设为[384:448 577:640]，接收机经过小数倍频偏补偿后幅频响应见说明书附图3。

将多普勒频偏设为-404*30KHz+0.4*30KHz＝-12.108MHz，信噪比设为30dB，有效子载波序列设为[448:512 513:576]，接收机经过小数倍频偏补偿后幅频响应见说明书附图4。

将多普勒频偏设为-404*30KHz+0.4*30KHz＝-12.108MHz，信噪比设为30dB，有效子载波序列设为[384:448 577:640]，接收机经过小数倍频偏补偿后幅频响应见说明书附图5。

小数倍频偏补偿公式见式(5)。

假设时间同步精确情形下能正确找到前导位置以及CP段后的数据OFDM符号。估计的相对频偏误差计算公式为

如说明书附图6为该环境下小数倍频偏随信噪比变化图，计算公式见式(4)。该图显示当信噪比达到30dB以上，小数倍频偏估计误差在10^(-3)以下。

本发明实施例中结合发明内容对整数倍频偏估计方法算法步骤描述见说明书附图8。

如说明书附图7为该环境下小数倍频偏补偿后整数倍频偏估计随信噪比变化图，考虑发明内容四种情况仿真结果图均相同，列举其中之一。该图显示当小数倍频偏补偿后整数倍频偏不受噪声影响，从而对于大多普勒频偏下，高信噪比下频偏误差在10^(-6)以下，这样的速度误差估计精度在厘米级以下。

本发明针对大多普勒测速的方法，在实际测速场景中，当存在目标远离靠近以及加速减速时，结合发明内容，整数倍频偏估计检测的索引值会发生如下变化：

对于第一种情况，结合式(8)，目标远离算出的Δf_Integer为负值，目标靠近时Δf_Integer为正值，目标加速时，x₁～x_m均会增大，x_m-x₁长度保持不变，从而x_Ave1会增大，目标减速时，x₁～x_m均会减小，x_m-x₁长度保持不变，从而x_Ave1会减小。

对于第二种情况，结合式(9)，目标远离算出的Δf_Integer为负值，目标靠近时Δf_Integer为正值，目标加速时，x_Ave1和y_Ave1均会增大，目标减速时，x_Ave1和y_Ave1均会减小。

对于第三种情况，结合式(10)、(11)、(12)，目标远离算出的Δf_Integer为负值，目标靠近时Δf_Integer为正值，目标加速时，x_Ave2会增大，目标减速时，x_Ave2会减小。

对于第四种情况，结合式(13)、(14)、(15)，目标远离算出的Δf_Integer为负值，目标靠近时Δf_Integer为正值，目标加速时，x_Ave3和y_Ave3均会增大，目标加速时，x_Ave3和y_Ave3均会减小。

本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于***实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法，其特征在于，按照以下步骤进行：

S1，首先利用两段长度相同且相邻的前导序列进行互相关估计出OFDM基带信号的小数倍子载波间隔频偏；

S2，对接收序列进行小数倍频偏补偿；

S3，在时间同步精确的前提下找到SIGNAL字段OFDM符号或者一个载荷OFDM符号，对其做FFT并取模得到幅频响应序列，找到幅度大于2倍且小于16倍平均幅度的子载波索引为不含干扰的有效子载波索引，范围在(1，FFTSIZE)内；根据连续性将索引分段为索引子集，在四种可能情况下，计算索引子集的平均值与FFTSIZE/2的偏移量来估算整数倍频偏，将整数倍与小数倍相加即为最终频偏估计大小，得到的频偏估计作为多普勒频偏的估计值，利用多普勒频移公式即可估计出目标速度，并根据正负偏来判断目标的加速、减速状态；

S3具体包括：

对幅频响应序列，设FFT变换长度为N_FFT，根据能量阈值检测算法具体描述为，幅频响应序列X(n_fft),n_fft＝1,2,...,N_FFT，通过幅度阈值检测，若

则判定为有效子载波，找到对应的有效子载波索引，范围在(1,N_FFT)以内；

此外，OFDM基带频谱内可能含有强干扰，因此能量检测阈值上限；

根据连续性检测将索引分为若干个不同的连续索引子集，通过这些索引子集的平均值与N_FFT/2的偏移值得到整数倍频偏Δf_Integer；分四种不同情况，

1)若只有一段连续索引(x₁,x₂,...x_m)，取这些索引的平均值

则

对正负偏通用；Δf_Integer含义为整数倍频偏大小估计值，m含义是第一段连续索引的长度，Fs含义是基带符号采样率；

2)若只有两段连续索引(x₁,x₂,...,x_m)以及(y₁,y₂,...,y_n)且m＝n，取第一段平均值

以及第二段平均值

则

对正负偏通用；Δf_Integer含义为整数倍频偏大小估计值，n的含义是第二段连续索引的长度，FFT变换长度为N_FFT，Fs含义是基带符号采样率；

3)若只有两段连续索引(x₁,x₂,...,x_m)以及(y₁,y₂,...,y_n)且m＜n，若y_n＜x₁则判定为负偏，将第一段减去N_FFT后再与第二段计算平均值

x_Ave2含义是该种情况下两段连续索引的等效平均值，m含义是第一段连续索引的长度，n的含义是第二段连续索引的长度，FFT变换长度为N_FFT；

若y₁＞x_m则判定为正偏，将第一段加上N_FFT后再与第二段计算平均值

则

4)若有三段连续索引(x₁,x₂,...,x_m)以及(y₁,y₂,...,y_n)和(z₁,z₂,...,z_l)且m+l＝n，x_m＜z₁；若y₁-x_m＜z₁-y_n则判定为负偏，将第三段减去N_FFT后再与第一段计算平均值

x_Ave3含义是该种情况下第一段与第三段连续索引的等效平均值；l的含义是该种情况下第三段连续索引的长度；

若z₁-y_n＜y₁-x_m则判定为正偏，将第三段加上N_FFT后再与第一段计算平均值

同时计算第二段平均值

y_Ave3含义是该种情况下第二段连续索引的平均值；则

总的频偏估计大小为Δf＝Δf_fiction+Δf_Integer，由多普勒频偏计算公式，

估算出速度值，c为光速，fd为多普勒频偏，fc为射频转基带下变频时由器件振荡带来的频偏。

2.根据权利要求1所述的基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法，其特征在于，所述S1具体包括：

两段发射符号完全一致长度为L且紧挨的前导序列，设基带符号采样率为Fs，其包含频偏的时域表达式为，

p_i的含义是前导序列1，q_i的含义是前导序列2，x(i)的含义是前导序列1或2发射端的时域符号，i的含义是总长度的第i个符号，e的含义是表示欧拉公式的自然常数或欧拉数，Δf的含义是频偏大小，j的含义是表示复数中的虚数单位；

对两段序列做互相关并求和，

的含义是对前导序列2符号取共轭；

其中

为子载波间隔，Δf_fiction为小数倍子载波间隔频偏，m₀为整数倍子载波间隔频偏倍数，对上式(2)求角度，

角度关于2π成周期旋转，因而对该式求角度可以估算出小数倍子载波间隔频偏为，

3.根据权利要求1或2所述的基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法，其特征在于，所述S2具体包括：

补偿公式为，

其中j的含义是表示复数中的虚数单位，Δf_fiction含义是小数倍子载波间隔频偏，Fs含义是基带符号采样率，FrameLength含义是帧长度。

4.根据权利要求1所述的基于有效OFDM通信子载波检测的高速目标测速方法，其特征在于，所述能量检测阈值上限的方法是，

用于排除掉干扰。

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