CN113078836A - 基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法 - Google Patents

基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，包括如下步骤：利用模块化多电平变换器有功功率和无功功率得到交流侧电流；利用模块化多电平变换器功率守恒得到直流侧电流；在所注入二次环流和四次环流的幅值和相角取值范围内，利用桥臂电流求取模块化多电平变换器子模块总损耗，并将计算结果构建子模块总损耗数据集；找到数据集中最小的总损耗值所对应的二次环流和四次环流的幅值和相角，将最优二次环流和四次环流同时注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，实现模块化多电平变换器损耗降低。本发明实现模块化多电平变换器损耗降低，与常规方法相比无需增加模块化多电平变换器建设成本且不会影响模块化多电平变换器输出电能质量。

Description

基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法
技术领域
本发明属于多电平电力电子变换器领域，具体涉及一种基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法。
背景技术
模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)可通过调整级联子模块的个数实现任意电平的输出，相对于传统两电平和三电平变换器，其具有高度模块化、输出电压波形质量高、不需要多绕组移相变压器等优点，目前正逐步推广应用于可再生能源并网、中压电机驱动、轨道交通等领域。
由于模块化多电平变换器包含子模块数量较多，模块化多电平变换器正常运行过程中，子模块中的功率开关和二极管所产生的损耗不容忽视，然而过大的损耗会影响模块化多电平变换器的可靠性，进而影响模块化多电平变换器***的稳定运行。因此，降低子模块中的功率开关和二极管所产生的损耗进而降低模块化多电平变换器损耗对模块化多电平变换器***的稳定运行至关重要。
针对模块化多电平变换器损耗优化控制问题，常规方法通过改变子模块的拓扑结构、动态调整子模块的开关频率或者改变模块化多电平变换器的调制策略来降低模块化多电平变换器损耗，但是上述方法存在模块化多电平变换器建设成本增加、影响模块化多电平变换器输出电能质量、控制算法复杂度增加等问题，限制了上述方法在实际工程中的应用。
因此设计一种实现模块化多电平变换器损耗降低，与常规方法相比无需增加模块化多电平变换器建设成本，且不会影响模块化多电平变换器输出电能质量的多电平变换器损耗优化控制方法是符合实际需要的。
针对上述提出的问题，现设计一种基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，通过将最优二次环流和四次环流同时注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，实现模块化多电平变换器损耗降低，与常规方法相比无需增加模块化多电平变换器建设成本且不会影响模块化多电平变换器输出电能质量。
本发明的目的可以通过以下技术方案实现：
基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，包括如下步骤：
S1、利用模块化多电平变换器有功功率和无功功率计算得到模块化多电平变换器交流侧电流ia的表达式
Figure BDA0003075648300000021
其中Im为交流侧电流幅值，ω为电网角频率，
Figure BDA0003075648300000022
为功率因数角；
S2、利用公式idc＝P/Vdc计算得到模块化多电平变换器直流侧电流idc，其中P为模块化多电平变换器有功功率，Vdc为模块化多电平变换器直流侧电压；
S3、在所注入二次环流和四次环流的幅值和相角取值范围内，利用桥臂电流表达式
Figure BDA0003075648300000023
其中I2m为所注入二次环流的幅值，θ2为所注入二次环流的相角，I4m为所注入四次环流的幅值，θ4为所注入四次环流的相角，求取模块化多电平变换器子模块总损耗，并将计算结果构建模块化多电平变换器子模块总损耗数据集；
S4、找到模块化多电平变换器子模块总损耗数据集中最小的总损耗值所对应的I2m、θ2、I4m和θ4，依据三相环流表达式将环流注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，实现模块化多电平变换器损耗降低。
进一步的，所述S1中的模块化多电平变换器交流侧电流计算方法具体为：
Figure BDA0003075648300000031
其中P为模块化多电平变换器的有功功率，Q为模块化多电平变换器的无功功率，Um为交流侧电压幅值。
进一步的，所述S3中的二次环流和四次环流的幅值和相角取值范围具体为：
Figure BDA0003075648300000032
其中I2mm为二次环流幅值阈值，I4mm为四次环流幅值阈值。
进一步的，所述S3中的模块化多电平变换器子模块总损耗PLoss根据公式PLoss＝PconT1+PconT2+PconD1+PconD2+PswT1+PswT2+PswD1+PswD2求得，PconT1为子模块第一功率开关T1的导通损耗，PconT2为子模块第二功率开关T2的导通损耗，PconD1为子模块第一二极管D1的导通损耗，PconD2为子模块第二二极管D2的导通损耗，PswT1为子模块第一功率开关T1的开关损耗，PswT2为子模块第二功率开关T2的开关损耗，PswD1为子模块第一二极管D1的开关损耗，PswD2为子模块第二二极管D2的开关损耗。
进一步的，PconT1、PconT2、PconD1、PconD2的计算方法具体为：
Figure BDA0003075648300000041
Tf＝2π/ω
iT1为流过子模块第一功率开关T1的电流，iT2为流过子模块第二功率开关T2的电流，iD1为流过子模块第一二极管D1的电流，iD2为流过子模块第二二极管D2的电流；VT0为功率开关的通态零电流压降，VD0为二极管的通态零电流压降；Rce为功率开关的通态电阻，Rd为二极管的通态电阻。
进一步的，PswT1、PswT2、PswD1、PswD2的计算方法具体为：
Figure BDA0003075648300000042
Eon()为功率开关导通能量函数，Eoff()为功率开关关断能量函数，Erec()为二极管反向恢复能量函数，uc为子模块电容电压。
进一步的，若桥臂电流iau>0且子模块处于投入状态，此时iT1＝0，iT2＝0，iD1＝iau，iD2＝0；若桥臂电流iau>0且子模块处于切除状态，此时iT1＝0，iT2＝iau，iD1＝0，iD2＝0；若桥臂电流iau<0且子模块处于投入状态，此时iT1＝-iau，iT2＝0，iD1＝0，iD2＝0；若桥臂电流iau<0且子模块处于切除状态，此时iT1＝0，iT2＝0，iD1＝0，iD2＝-iau。
进一步的，所述S4中的三相环流表达式具体为：
Figure BDA0003075648300000051
本发明的有益效果：
1、本发明提出的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，通过将最优二次环流和四次环流同时注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，实现模块化多电平变换器损耗降低，无需动态调整子模块的开关频率或者改变模块化多电平变换器的调制策略，不会影响模块化多电平变换器输出电能质量且控制算法简单易于实施；
2、本发明提出的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，仅需将最优二次环流和四次环流同时注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，无需改变模块化多电平变换器子模块的拓扑结构，不会增加模块化多电平变换器的建设成本且易于在现有模块化多电平变换器***中实施，具有较强的实用性；
3、本发明提出的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，在实现模块化多电平变换器损耗降低的同时能够降低模块化多电平变换器桥臂电流峰值，进一步提高模块化多电平变换器的可靠性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例的三相模块化多电平变换器拓扑结构示意图；
图2是本发明实施例的子模块拓扑结构示意图；
图3是本发明实施例的整体方法流程示意图；
图4是本发明实施例的具体控制方法流程图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
针对模块化多电平变换器损耗优化控制问题，提出一种基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其中三相模块化多电平变换器(MMC)的拓扑结构如图1所示，子模块(Submodule，SM)的拓扑结构如图2所示。三相MMC由六个桥臂构成，每个桥臂至少包含一个拓扑结构相同的子模块以及一个桥臂电感Larm；子模块为半桥结构，由两个二极管D1、D2，两个功率开关T1、T2以及一个直流电容C组成。
如图3所示，一种基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，包括如下步骤：利用模块化多电平变换器有功功率和无功功率得到交流侧电流；利用模块化多电平变换器功率守恒得到直流侧电流；在所注入二次环流和四次环流的幅值和相角取值范围内，利用桥臂电流求取模块化多电平变换器子模块总损耗，并将计算结果构建子模块总损耗数据集；找到数据集中最小的总损耗值所对应的二次环流和四次环流的幅值和相角，将最优二次环流和四次环流同时注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，实现模块化多电平变换器损耗降低。
如图4所示，其中上述过程具体包括如下步骤：
S1、利用模块化多电平变换器有功功率和无功功率计算得到模块化多电平变换器交流侧电流ia的表达式
Figure BDA0003075648300000071
其中Im为交流侧电流幅值，ω为电网角频率，
Figure BDA0003075648300000072
为功率因数角；
S2、利用公式idc＝P/Vdc计算得到模块化多电平变换器直流侧电流idc，其中P为模块化多电平变换器有功功率，Vdc为模块化多电平变换器直流侧电压；
S3、在所注入二次环流和四次环流的幅值和相角取值范围内，利用桥臂电流表达式
Figure BDA0003075648300000073
其中I2m为所注入二次环流的幅值，θ2为所注入二次环流的相角，I4m为所注入四次环流的幅值，θ4为所注入四次环流的相角，求取模块化多电平变换器子模块总损耗，并将计算结果构建模块化多电平变换器子模块总损耗数据集；
S4、找到模块化多电平变换器子模块总损耗数据集中最小的总损耗值所对应的I2m、θ2、I4m和θ4，依据三相环流表达式将环流注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，实现模块化多电平变换器损耗降低。
S1中的模块化多电平变换器交流侧电流计算方法具体为：
Figure BDA0003075648300000074
其中P为模块化多电平变换器的有功功率，Q为模块化多电平变换器的无功功率，Um为交流侧电压幅值。
S3中的二次环流和四次环流的幅值和相角取值范围具体为：
Figure BDA0003075648300000081
其中I2mm为二次环流幅值阈值，I4mm为四次环流幅值阈值。
其中S3中的模块化多电平变换器子模块总损耗PLoss根据公式PLoss＝PconT1+PconT2+PconD1+PconD2+PswT1+PswT2+PswD1+PswD2求得，PconT1为子模块第一功率开关T1的导通损耗，PconT2为子模块第二功率开关T2的导通损耗，PconD1为子模块第一二极管D1的导通损耗，PconD2为子模块第二二极管D2的导通损耗，PswT1为子模块第一功率开关T1的开关损耗，PswT2为子模块第二功率开关T2的开关损耗，PswD1为子模块第一二极管D1的开关损耗，PswD2为子模块第二二极管D2的开关损耗。
PconT1、PconT2、PconD1、PconD2的计算方法具体为：
Figure BDA0003075648300000082
Tf＝2π/ω
其中iT1为流过子模块第一功率开关T1的电流，iT2为流过子模块第二功率开关T2的电流，iD1为流过子模块第一二极管D1的电流，iD2为流过子模块第二二极管D2的电流；VT0为功率开关的通态零电流压降，VD0为二极管的通态零电流压降；Rce为功率开关的通态电阻，Rd为二极管的通态电阻。
PswT1、PswT2、PswD1、PswD2的计算方法具体为：
Figure BDA0003075648300000091
其中Eon()为功率开关导通能量函数，Eoff()为功率开关关断能量函数，Erec()为二极管反向恢复能量函数，uc为子模块电容电压。
若桥臂电流iau>0且子模块处于投入状态(子模块TI导通，T2断开)，此时iT1＝0，iT2＝0，iD1＝iau，iD2＝0；若桥臂电流iau>0且子模块处于切除状态(子模块T1断开，T2导通)，此时iT1＝0，iT2＝iau，iD1＝0，iD2＝0；若桥臂电流iau<0且子模块处于投入状态，此时iT1＝-iau，iT2＝0，iD1＝0，iD2＝0；若桥臂电流iau<0且子模块处于切除状态，此时iT1＝0，iT2＝0，iD1＝0，iD2＝-iau。
S4中的三相环流表达式具体为：
Figure BDA0003075648300000092
本发明通过将最优二次环流和四次环流同时注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，实现模块化多电平变换器损耗降低，与常规方法相比，本发明无需动态调整子模块的开关频率或者改变模块化多电平变换器的调制策略，不会影响模块化多电平变换器输出电能质量，同时，本发明无需改变模块化多电平变换器子模块的拓扑结构，不会增加模块化多电平变换器的建设成本且易于在现有模块化多电平变换器***中实施，具有较强的实用性。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (8)

1.基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1、利用模块化多电平变换器有功功率和无功功率计算得到模块化多电平变换器交流侧电流ia的表达式
Figure FDA0003075648290000011
其中Im为交流侧电流幅值，ω为电网角频率，
Figure FDA0003075648290000012
为功率因数角；
S2、利用公式idc＝P/Vdc计算得到模块化多电平变换器直流侧电流idc，其中P为模块化多电平变换器有功功率，Vdc为模块化多电平变换器直流侧电压；
S3、在所注入二次环流和四次环流的幅值和相角取值范围内，利用桥臂电流表达式
Figure FDA0003075648290000013
其中I2m为所注入二次环流的幅值，θ2为所注入二次环流的相角，I4m为所注入四次环流的幅值，θ4为所注入四次环流的相角，求取模块化多电平变换器子模块总损耗，并将计算结果构建模块化多电平变换器子模块总损耗数据集；
S4、找到模块化多电平变换器子模块总损耗数据集中最小的总损耗值所对应的I2m、θ2、I4m和θ4，依据三相环流表达式将环流注入到模块化多电平变换器三相桥臂中，实现模块化多电平变换器损耗降低。
2.根据权利要求1所述的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其特征在于，所述S1中的模块化多电平变换器交流侧电流计算方法具体为：
Figure FDA0003075648290000014
P为模块化多电平变换器的有功功率，Q为模块化多电平变换器的无功功率，Um为交流侧电压幅值。
3.根据权利要求1所述的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其特征在于，所述S3中的二次环流和四次环流的幅值和相角取值范围具体为：
Figure FDA0003075648290000021
其中I2mm为二次环流幅值阈值，I4mm为四次环流幅值阈值。
4.根据权利要求1所述的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其特征在于，所述S3中的模块化多电平变换器子模块总损耗PLoss根据公式PLoss＝PconT1+PconT2+PconD1+PconD2+PswT1+PswT2+PswD1+PswD2求得，PconT1为子模块第一功率开关T1的导通损耗，PconT2为子模块第二功率开关T2的导通损耗，PconD1为子模块第一二极管D1的导通损耗，PconD2为子模块第二二极管D2的导通损耗，PswT1为子模块第一功率开关T1的开关损耗，PswT2为子模块第二功率开关T2的开关损耗，PswD1为子模块第一二极管D1的开关损耗，PswD2为子模块第二二极管D2的开关损耗。
5.根据权利要求4所述的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其特征在于，PconT1、PconT2、PconD1、PconD2的计算方法具体为：
Figure FDA0003075648290000031
Tf＝2π/ω
iT1为流过子模块第一功率开关T1的电流，iT2为流过子模块第二功率开关T2的电流，iD1为流过子模块第一二极管D1的电流，iD2为流过子模块第二二极管D2的电流；VT0为功率开关的通态零电流压降，VD0为二极管的通态零电流压降；Rce为功率开关的通态电阻，Rd为二极管的通态电阻。
6.根据权利要求5所述的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其特征在于，PswT1、PswT2、PswD1、PswD2的计算方法具体为：
Figure FDA0003075648290000032
Eon()为功率开关导通能量函数，Eoff()为功率开关关断能量函数，Erec()为二极管反向恢复能量函数，uc为子模块电容电压。
7.根据权利要求6所述的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其特征在于，若桥臂电流iau>0且子模块处于投入状态，此时iT1＝0，iT2＝0，iD1＝iau，iD2＝0；若桥臂电流iau>0且子模块处于切除状态，此时iT1＝0，iT2＝iau，iD1＝0，iD2＝0；若桥臂电流iau<0且子模块处于投入状态，此时iT1＝-iau，iT2＝0，iD1＝0，iD2＝0；若桥臂电流iau<0且子模块处于切除状态，此时iT1＝0，iT2＝0，iD1＝0，iD2＝-iau。
8.根据权利要求1所述的基于环流注入的模块化多电平变换器损耗优化控制方法，其特征在于，所述S4中的三相环流表达式具体为：
Figure FDA0003075648290000041
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