CN113067592A - 用于自动测试设备上的毫米波集成电路 - Google Patents

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M·库瓦特霍迪尔
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Abstract

本公开的实施例涉及用于自动测试设备上的毫米波集成电路。一种雷达单片微波集成电路(MMIC)，包括：第一发射信道，被配置为基于具有第一频率的本地振荡器信号输出第一连续波发射信号；第一移相器，设置在所述第一发射信道上并被配置为将第一相位设置应用于所述第一连续波发射信号以生成具有所述第一频率的第一发射信号；第一发射监测信号路径，被配置为从第一发射信道耦接出第一发射信号的一部分作为第一发射监测信号；倍频器，被配置为接收测试信号并将其转换成具有第二频率的倍频测试信号，其中第一频率和第二频率间隔一个频率偏移；以及下变频混频器，被配置为将倍频测试信号与第一发射监测信号混频以生成第一混频器输出信号。

Description

用于自动测试设备上的毫米波集成电路
技术领域
本公开涉及射频(RF)电路领域，并且具体地涉及具有多个RF输出信道的多信道RF电路。
背景技术
诸如雷达距离和速度传感器的现代雷达设备可以被集成在所谓的单片微波集成电路(MMIC)中。雷达传感器可以被应用于例如汽车领域，其中，雷达传感器被用于所谓的高级驾驶员辅助***(ADAS)，例如，“自适应巡航控制”(ACC)或“雷达巡航控制”***。这样的***可以用于自动调节汽车的速度，以便维持距前方行驶的其他汽车的安全距离。然而，RF电路也被用于许多其他领域，例如，RF通信***。
雷达MMIC(有时称为单芯片雷达)可以结合雷达收发器的RF前端的所有核心功能(例如，本地振荡器、功率放大器、低噪声放大器(LNA)、混频器等)，中频(IF)或基带信号的模拟预处理(例如，滤波器、放大器等)，以及在单一封装中的模数转换。RF前端通常包括多个接收和发射信道，特别是在使用波束控制技术、相控天线阵列等的应用中。在雷达应用中，可以采用相控天线阵列来感测进入的RF雷达信号的入射角，也被称为到达方向(DOA)。
当使用相控天线阵列辐射雷达信号时，需要知道每个输出信道的相位和/或振幅。信号相位参数(诸如相位分辨率和相位平衡)以及相位噪声是针对雷达发射机定义的关键参数，该雷达发射机需要使用自动测试设备(ATE)在生产测试中进行功能测试。然而，当前的ATE测量方法具有较长的测试时间，这会导致更高的成本。而且，当发射信道在级联***中以从属模式使用时，无法测量发射信道的性能。
由于与在测试硬件级处理毫米(mm)波(mm-wave)信号(诸如从测试器接口板到被测试设备(DUT)的信号转换)相关联的挑战，在发射器输出处直接测量这些参数是不可行的。此外，即使是现有技术的ATE，也仅具有到达X波段(8GHz-12GHz)的校准微波源和接收器。
由于上述限制，生产测试采用测试时间密集的测量策略，会导致更高的测试成本。
发明内容
实施例提供了用于发射相位测量和校准的方法和设备。
一个或多个实施例提供了一种射频(RF)***，包括雷达单片微波集成电路(MMIC)。雷达MMIC包括：第一发射信道，被配置为基于具有第一频率的本地振荡器信号输出第一连续波发射信号；第一移相器，被提供在第一发射信道上并且被配置为将第一相位设置应用于第一连续波发射信号，以生成具有第一频率的第一发射信号；第一发射监测信号路径，被配置为从第一发射信道耦接出第一发射信号的一部分，作为第一发射监测信号；测试输入端口，被配置为从雷达MMIC外部的源接收测试信号；倍频器，被配置为接收测试信号并且将测试信号转换成具有第二频率的倍频测试信号，其中第一频率和第二频率间隔一个频率偏移；以及下变频混频器，被配置为将倍频测试信号与第一发射监测信号混频以生成第一混频器输出信号。在本文所述的实施例中，用于测试或校准的连续波信号包含单个频率，即，用于测试或校准的连续波信号是单音信号。
一个或多个实施例提供了一种测量发射相位信息的方法。该方法包括：基于具有第一频率的本地振荡器信号生成第一连续波发射信号，该第一连续波发射信号是在第一发射信道上被发射的；将第一相位设置应用于第一连续波发射信号以生成第一发射信号；从第一发射信道耦接出第一发射信号的一部分作为第一发射监测信号；从外部源接收测试信号；将所述测试信号倍频成具有第二频率的倍频测试信号，其中第一频率和第二频率间隔一个频率偏移；以及将倍频测试信号与第一发射监测信号混频以生成第一混频器输出信号。
一个或多个实施例提供了一种可配置为多个模式(包括从属模式和测试模式)的雷达MMIC。雷达MMIC包括：输入端口，被配置为从另一雷达MMIC的本地振荡器接收从属参考信号；第一发射信道，可配置为在从属模式中以基于从属参考信号输出在操作频率范围内的第一发射信号；发射路径，具有耦接到包括所述第一发射信道的多个发射信道的注入点，注入点接收基于从属参考信号的第二发射信号，其中发射路径从输入端口延伸到注入点；测试输入端口，被配置为从雷达MMIC外部的源接收测试信号；倍频器，被配置为接收测试信号并且将测试信号转换成倍频测试信号；以及耦接器，被配置为接收倍频测试信号并且将倍频测试信号耦接到发射路径中。
附图说明
在此参考附图描述实施例。
图1是示出了用于距离和/或速度测量的连续波(CW)雷达***的操作原理的图。
图2是示出了CW雷达设备的基本结构的框图。
图3是示出了模拟RF前端的一个示例的电路图，该模拟RF前端可以被包括在图2的CW雷达设备中。
图4是示出了根据一个或多个实施例的用于生成多个RF输出信号的具有多个RF信道的RF电路的一个示例的框图。
具体实施方式
在下文中，阐述细节以提供对示例性实施例的更透彻的解释。然而，对于本领域技术人员显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践实施例。在其他实例中，以框图形式或以示意图的形式而不是详细地示出众所周知的结构和设备，以避免使实施例晦涩难懂。此外，除非另有具体说明，否则在下文中描述的不同实施例的特征可彼此组合。
此外，等同或类似的元件或具有等同或类似功能的元件在下面的描述中用等同或类似的附图标记表示。由于在附图中相同或功能上等同的元件被给予相同的附图标记，所以可省略对具有相同附图标记的元件的重复描述。因此，对具有相同或相似附图标记的元件所提供的描述是相互可交换的。
将理解的是，当元件被称为“连接”或“耦接”至另一个元件时，其可以直接连接或耦接至另一个元件或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦接”至另一元件时，不存在中间元件。用于描述元件之间的关系的其他词语应当以类似的方式进行解释(例如，“在…之间”与“直接在…之间”、“相邻”与“直接相邻”等)。
在本文描述或附图中示出的实施例中，任何直接电连接或耦接，即，没有附加中间元件的任何连接或耦接也可由间接连接或耦接来实施，即，与一个或多个附加中间元件的连接或耦接，或反之亦然，只要基本上保持连接或耦接的通用目的即可，例如，为了发射某种信号或为了发射某种信息。来自不同实施例的特征可以被组合以形成另外的实施例。例如，除非指出与此相反，否则关于实施例之一描述的变化或修改也可适用于其他实施例。
如本文所使用的，信号调节是指以使得信号满足用于进一步处理的下一阶段的要求的方式来操纵模拟信号。信号调节可以包括从模拟到数字的转换(例如，经由模数转换器)、放大、滤波、转换、偏置、范围匹配、隔离和/或使传感器输出在调节之后适合于处理所需的任何其他过程。
因此，信号处理电路可以包括模拟电路装置和/或数字电路装置，该模拟电路和/或数字电路包括将来自一个或多个传感器元件的模拟信号转换成数字信号的模数转换器(ADC)。信号处理电路可包括数字信号处理器(DSP)或对数字信号进行一些处理的控制单元。
下面在雷达发射器或收发器的背景下论述实施例。然而，应当注意，本发明还可以应用于不同于雷达的应用，例如，RF通信设备的RF收发器。事实上，具有一个或多个RF信道的几乎任何RF电路装置均可以利用本文所述的概念。
一个或多个实施例针对在自动测试设备(ATE)上使用本机仪器的发射(TX)子***的相位分辨率进行功能测试的测试时间减少。所提出的方法提供了使用ATE的本机仪器来测量发射信号的相位和相位噪声参数的替代方案，并且该替代方案可减少ATE测试时间并增加生产测试的覆盖范围。
一个或多个实施例改善了在1MHz处的发射(TX)信号的相位噪声的测试能力和稳定性，并且使得能够进行10MHz偏移频率测量以增加测试覆盖范围。
一个或多个实施例提供了一种方法，以便使能针对级联***应用的从属模式操作的功能测试的方法，这将增加从属模式生产测试的测试覆盖范围。
图1示出了连续波(CW)或频率调制CW(FMCW)雷达***1。在本示例中，分别使用单独的发射(TX)天线5和接收(RX)天线6。然而，要注意的是，可以使用单个天线，使得发射天线和接收天线在物理上是相同的天线(单基地雷达配置)。发射天线连续地发射RF信号sRF(t)。被发射信号sRF(t)在目标T处被反向散射，目标T位于雷达设备的测量范围内的雷达信道中。经反向散射信号yRF(t)由接收天线6接收。在所描绘的示例中，反向散射信号被表示为yRF(t)。
图2是示出雷达设备1(雷达传感器)的示例性结构的框图。应注意，类似结构还可在用于其他应用中(例如，在无线通信***中)的RF收发器中被找到。因此，至少一个发射天线5(TX天线)和至少一个接收天线6(RX天线)被连接至RF前端10，RF前端10可以被集成在单片微波集成电路(MMIC)中。RF前端10可包括用于RF信号处理所需要的所有电路部件。此类电路部件可以(但不一定需要)包括：例如，本地振荡器(LO)、RF功率放大器、低噪声放大器(LNA)、定向耦接器如环形耦接器和环行器，以及混频器，用于将RF信号(例如，接收信号yRF(t)，参见图1)下变频到基带或中频(IF)带。注意，可使用天线阵列来代替单个天线。所描绘的示例示出了具有分隔的RX和TX天线的双基地(或伪单基地)雷达***。在单基地雷达***的情况下，单个天线或单个天线阵列可以用于接收和发射电磁(雷达)信号二者。在这种情况下，定向耦接器(例如，环行器)可以用于将要传送到雷达信道的RF信号与从雷达信道接收的RF信号分隔。实际上，雷达***通常包括数个发射(TX)和接收(RX)信道，这些信道尤其允许测量接收雷达回波的方向(到达方向(DoA))。
在连续波(CW)或FMCW雷达***的情况下，由TX天线5发射的发射RF信号在大约20GHz与100GHz之间的范围内(例如，在频带21到26GHz中或在频带76到81GHz中)。如上所述，由RX天线6接收的RF信号yRF(t)包括雷达回波，即，在所谓的雷达目标处反向散射的信号。将接收的RF信号yRF(t)下变频到基带(或IF带)，并且在基带中使用模拟信号处理(参见图2，基带信号处理链20)进一步处理，该模拟信号处理基本上包括基带信号的滤波和放大。基带信号最终使用一个或多个模数转换器(ADC)30来数字化，并且在数字域中被进一步处理(参见图2，例如在数字信号处理器DSP 40中实现的数字信号处理链)。整个***由***控制器50控制，***控制器50可至少部分地使用处理器(诸如执行适当固件的微控制器)来实现。RF前端10和模拟基带信号处理链20(以及可选地ADC 30)可以集成在单个MMIC中。然而，在一些应用中，一些部件还可分布在两个或更多个集成电路中。
图3示出了RF前端10的一个示例性实现方式，RF前端10可以被包括在图2所示的雷达传感器中。应注意，图3是示出RF前端的基本结构的简化电路图。可能严重依赖于应用的实际实现方式当然是更复杂的并且包括数个RX和/或TX信道。RF前端10包括生成RF信号sLO(t)的本地振荡器(LO)101。如稍后将描述的，在测试和/或校准模式中，LO 101被控制为在操作范围内(例如，在频带21至26GHz内或在频带76至81GHz内)以第一固定频率生成连续波信号组。在正常期间，在现场雷达操作中，LO 101被控制为生成频率调制信号(即，FMCW信号)作为RF信号sLO(t)，即，具有变化频率的信号。信号sLO(t)还被称为LO信号。在雷达应用中，LO信号通常在SHF(超高频)或EHF(极高频)波段中，例如在汽车应用中在76GHz与81GHz之间。
LO信号sLO(t)在发射信号路径中以及在接收信号路径中被处理。由TX天线5辐射的发射信号sRF(t)(输出雷达信号)是通过例如使用RF功率放大器102放大LO信号sLO(t)生成的。放大器102的输出被耦接到TX天线5。由RX天线6提供的接收信号yRF(t)(输入雷达信号)被引导至混频器104。在本示例中，接收信号yRF(t)(即，天线信号)由RF放大器103预放大(增益g)，使得混频器在其RF输入端口接收放大信号g·yRF(t)。混频器104还在其参考输入端口处接收LO信号sLO(t)，并且被配置为将放大信号g·yRF(t)下变频到基带。在混频器输出处得到的基带信号被表示为yBB(t)。基带信号yBB(t)由模拟基带信号处理链20(也参见图2)进一步处理，模拟基带信号处理链20基本上包括一个或多个滤波器(例如，带通滤波器21)以去除不想要的侧波段和图像频率,以及一个或多个放大器(诸如放大器22)。可以被提供给模数转换器(参见图2)的模拟输出信号被表示为y(t)。用于数字化输出信号(数字雷达信号)的数字后处理的各种技术都是已知的(例如，距离多普勒分析)，因此在本文中不再进一步解释。
在本示例中，混频器104将RF信号gyRF(t)(放大天线信号)下变频到基带。相应的基带信号(混频器输出信号)由yBB(t)表示。下变频可以在单个级(即，从RF带到基带)中或经由一个或多个中间级(从RF带到IF带并随后到基带)来实现。鉴于图3的示例，很明显,雷达测量的质量将在很大程度上取决于LO信号sLO(t)的质量。低相位噪声以及陡峭并且高线性的频率斜坡是LO信号sLO(t)的期望特性。
图4是示出了用于测试具有用于生成多个RF输出信号的多个RF信道的MMIC 110的RF电路100的一个示例的框图。具体地，RF电路100包括MMIC 110、自动测试***微波源120，以及可选的自动测试***评估设备130。自动测试***微波源120和自动测试***评估设备130还可以是自动测试设备(ATE)的一部分，并且因此可以分别被称为ATE 120和ATE 130。
MMIC 110被视为被测试设备(DUT)。自动测试***微波源120是被配置为生成从ATE施加的测试刺激(即，测试信号)的信号生成器。自动测试***评估设备130可以可选地接收用于相位和振幅评估的混频器输出信号SIF(t)。备选地，可以对MMIC 110进行相位和振幅评估。
在本示例中，雷达传感器的三个发射信道TX01、TX02和TX03被视为一个说明性应用。该概念可以被一般化到具有c个信道的***，其中c是任何整数。然而，为了更好地理解，将描述具有三个信道TX01、TX02和TX03的一个示例性实施例。
在本示例中，每个信道TX01-TX03均被配置为在其输入处接收RF振荡器信号sLO(t)，RF振荡器信号可从本地振荡器101提供。
MMIC 110包括耦接至RF信号分配电路201的本地振荡器101。本地振荡器101包括例如布置在锁相环(PLL)中的压控振荡器(VCO)，并且本地振荡器101被配置为生成RF振荡器信号sLO(t)。在该示例中，为了测试和校准，本地振荡器101生成具有在76GHz与81GHz之间的频带中的第一固定频率的RF振荡器信号sLO(t)。然而，其他频率和频带是可能的，并且第一固定频率不限于特定频率或频带。RF振荡器信号sLO(t)也可以被称为参考信号并且被配置为连续波信号。LO信号sLO(t)在一个或多个TX信道的发射信号路径中被处理以生成由TX天线5辐射的连续波发射信号。
RF信号分配电路201包括RF功率放大器202和信号分配器203(例如，分配复用器或分路器)。信号分配器203被设置在发射信道TX01-TX03共用的共享发射信道或共享发射路径的末端。信号分配器203的输入表示发射通道TX01-TX03的发射输入TX IN。在信号分配器203处，共享发射信道由信号分配器203分成单独的发射信道TX01-TX03。信号分配器203被配置为接收放大RF振荡器信号sLO(t)，并且将该RF振荡器信号sLO(t)分配到发射信道TX01-TX03的输入。
RF电路100包括发射(TX)子***301，其包括多个RF发射信道并且表示被测试设备(DUT)。如上所述，在本示例中提供了三个发射信道TX01、TX02和TX03。三个发射信道TX01、TX02和TX03从信号分配器203接收RF信号。例如，三个发射信道TX01、TX02和TX03可以接收RF振荡器信号sLO(t)或经由发射路径(例如，发射路径306)耦接至信号分配器203的输入的另一个信号。
每个信道TX01-TX03均可以包括用于将不同的相位设置应用于信道的移相器302。例如，每个移相器302可以操纵由信道引起的总体相位滞后。信道TX01-TX03的RF输出信号分别被表示为sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t)。在每个信道TX01、TX02和TX03中，从输入至输出的信号路径包括可能引起相位滞后的信号线和一个或多个电路部件。因此，输出信号可以写为：
Figure BDA0002831195090000091
Figure BDA0002831195090000092
Figure BDA0002831195090000093
由此，变量ATX01、ATX02和ATX03表示RF输出信号sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t)的振幅，并且频率fLO是RF振荡器信号sLO(t)的频率。相位
Figure BDA0002831195090000094
和
Figure BDA0002831195090000101
分别表示由信道TX01-TX03引起的相位滞后，而不考虑移相器302，而
Figure BDA0002831195090000102
和
Figure BDA0002831195090000103
表示由移相器302引起的额外相移。如本文中所使用的，
Figure BDA0002831195090000104
是由RF信道TXc上的移相器302引起的相移，并且
Figure BDA0002831195090000105
是由从本地振荡器101到RF信道TXc的输出的信号路径中的另外的电路部件引起的相移。ATXc表示输出信号sTXc(t)的振幅。
在这点上，应注意的是，相位以及振幅在很大程度上取决于***的操作条件。例如，取决于哪些TX信道是激活的，芯片(例如，MMIC)的温度将由于在(一个或多个)激活信道中引起的功率损耗而变化。当两个或多个TX信道被激活(即，输出RF信号)时，与只有一个TX信道被激活的情况相比，温度将不同。RF输出信号sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t)的振幅和相位是与温度相关的。例如，在波束成形应用(其中，应用振幅和相位测量的结果)中，信道TX01和TX02可以是激活的(传送中)，这使得温度升高至特定值,并且因此具有特定振幅和相位值。在信道中仅一个信道(TX01、TX02或TX03)被激活的配置中测量的振幅和值偏移将是不同的，并且因此不正确(因为仅一个激活信道的配置不与波束成形应用类似)。因而，重要的是,要在两个信道均是激活时允许进行振幅和相位值的测量。
如所提及的，每个通道TX01-TX03包括移相器302，该移相器被配置为生成额外相移值
Figure BDA0002831195090000106
和
Figure BDA0002831195090000107
(相位滞后)，这些额外相移值有助于RF输出信号sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t)的相位。此外，每个信道TX01-TX03可以包括RF放大器303(例如，功率放大器(PA))，其在图3中类似地由放大器102表示。在这种情况下，RF输出信号sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t)的振幅ATX01、ATX02和ATX03取决于RF放大器303的增益。根据一个具体示例，可以使用IQ调制器(同相/正交调制器，也被称为正交调制器)来实现移相器302。数模转换器(未示出)可以用于将表示相移值
Figure BDA0002831195090000108
和
Figure BDA0002831195090000109
的数字值转换成控制(或调整)IQ调制器(移相器302)的模拟信号。
在一些应用中(例如，对于***控制器50或雷达传感器，参见图2)，可以被希望的是知道不同信道的RF输出信号的相位，例如，相对于彼此或相对于参考相位。例如，信道TX01-TX03可以是雷达传感器设备的发射信道，并且RF输出信号的相位将被调谐到特定值以实现数字波束成形。由于信道TX01-TX03中所包括的电路部件(例如，放大器303)引起的绝对相位滞后可以与温度有关，并且可以受到生产公差和老化的影响，因此需要调谐或监测相应的相位
Figure BDA0002831195090000111
Figure BDA0002831195090000112
和
Figure BDA0002831195090000113
这可以通过包括在信道TX01-TX03中的移相器302来完成。
为了能够监测RF输出信号sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t)的相位
Figure BDA0002831195090000114
Figure BDA0002831195090000115
和
Figure BDA0002831195090000116
提供了监测电路401(包括，例如倍频器403和相位混频器404)，该监测电路用于感测总TX信道相位
Figure BDA0002831195090000117
和
Figure BDA0002831195090000118
并且因此用于检测相位的可能失调。在测量的相位
Figure BDA0002831195090000119
和
Figure BDA00028311950900001110
偏离期望的设置的情况下，补偿相位信息αTx可以被生成并且经由数字控制器304提供给移相器302，以便通过添加额外相移
Figure BDA00028311950900001111
和
Figure BDA00028311950900001112
来补偿该偏离。
每个发射信道TX01至TX03还可以包括发射耦接器305，该发射耦接器305被配置为耦接出相应输出信号sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t)的一部分作为发射监测信号。因此，在输出端口TX1out-TX3out之前，连续波发射信号的一部分由耦接器305耦接出作为连续波发射监测信号sTX01′(t)、sTX02′(t)、sTX03′(t)……sTXc′(t)。
每个发射信道TX01-TX03还可以包括峰-峰检测器电路308，该电路被配置为接收相应发射监测信号并且基于相应发射监测信号测量发射信道的发射输出功率。自动测试***评估设备130可从峰-峰检测器电路308接收输出电压值，并且基于输出电压值测量发射信道的峰-峰输出电压。
基于切换矩阵405，发射监测信号被单独地馈送到相位混频器404(即，下变频混频器)的RF端口。例如，发射耦接器305可以是定向耦接器(例如，环形耦接器、环行器等)，该定向耦接器被配置为将相应输出信号sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t)的功率的一部分引导至切换矩阵405的输入。切换矩阵405(即，多路复用器)被配置为从发射信道TX01-TX03接收发射监测信号，并且选择性地将发射监测信号中的一个发射监测信号输出至相位混频器404以便评估。如下文将进一步详细描述的，可以看出，耦接于耦接器305与切换矩阵405之间的监测信号路径对于从属模式测试可以是双向的。
RF电路100还包括监测电路401。监测电路401的输入耦接到MMIC 110的测试输入端子TEST IN，测试输入端子TEST IN耦接到自动测试***微波源120。自动测试***微波源120被配置为生成具有第二固定频率的测试信号(例如，RF振荡器信号sTSG(t))，该第二固定频率与第一固定频率具有较大的第一频率偏移。例如，第二固定频率可以在4.75GHz与5.1GHz之间。然而，与第一固定频率非常相似，第二固定频率不限于特定频率或频带。
此外，自动测试***微波源120与本地振荡器101同步，使得两个设备使用相同的时钟信号CLK，以便生成它们相应的信号。例如，时钟信号CLK可以由自动测试***微波源120生成，并且在时钟信号路径140上被发射到本地振荡器101，或反之亦然。备选地，另一时钟源可以生成时钟信号CLK并且将时钟信号提供给自动测试***微波源120和本地振荡器101两者。因此，测试信号sTSG(t)和RF振荡器信号sLO(t)的相位由时钟信号CLK同步。
监测电路401包括低通滤波器402，该低通滤波器接收并且滤波测试信号sTSG(t)，该测试信号然后被传递到倍频器403。倍频器403将测试信号sTSG(t)倍频至与第一固定频率具有第二频率偏移的第三固定频率，其中，第二频率偏移小于第一频率偏移。例如，第三固定频率可以在76GHz-81GHz之间。由此，倍频器403可以是16X倍频器，使得具有4在.75GHz和5.1GHz之间的频率的测试信号上变频到由本地振荡器101使用的第一固定频率。倍频器403在其输出处生成具有第三固定频率的倍频测试信号sTSG′(t)。
监测电路401还包括混频器404，在下文中称为相位混频器404，其接收具有相位
Figure BDA0002831195090000131
的倍频测试信号sTSG′(t)，并且发射监测信号sTX01′(t)、sTX02′(t)和sTX03′(t)中的一个监测信号，并且倍频测试信号sTSG′(t)与从发射机子***301选择性地耦接的发射监测信号混频。
因为倍频测试信号sTSG’(t)和发射监测信号的频率彼此偏移了例如第二频率偏移，所以混频器输出信号SIF(t)将是具有等于频率偏移(例如，第二频率偏移)的频率的中频(IF)信号。此外，对于每个相应的发射信道TX01-TX03，混频器输出信号SIF(t)分别取决于相位差的
Figure BDA0002831195090000132
和
Figure BDA0002831195090000133
的余弦以及振幅ATX01、ATX02、和ATX03。换言之，混频器输出信号SIF(t)是表示相对于测试信号STSG(t)的相位的输出信号STXc(t)的相位的IF信号。
因而，可以通过在采样时间t(k，0)、t(k，1)和t(k，2)处获取混频器输出信号SIF(t)的离散样本来进行测量。指数k表示测量周期(k＝1、2、3、…)。混频器输出信号SIF(t)的测量IF值(采样值)可以用于计算所需的相位信息
Figure BDA0002831195090000134
和
Figure BDA0002831195090000135
混频器输出信号SIF(t)从相位混频器404输出，并且随后通过IF滤波器406和IF放大器407到达开关408。开关408被配置为将混频器输出信号SIF(t)可切换地路由给用于评估的自动测试***评估设备130或用于评估MMIC 110的传感器ADC 409和数字信号处理器(DSP)410中的任一者。
传感器ADC 409将模拟混频器输出信号SIF(t)转换成具有IF样本值的数字信号SIF(k)。换句话说，传感器ADC 409被配置为对混频器输出信号SIF(t)进行采样以生成样本值序列SIF(k)。样本值取决于在发射监测信号sTXc′(t)中的信号与测试信号sTSG(t)之间的相位差(即，相位偏移
Figure BDA0002831195090000136
)。这里，一次只有一个TX信道是激活的，使得一次仅评估一个发射监测信号。样本值序列SIF(k)被提供给DSP 410，DSP 410被配置为将快速傅里叶变换(FFT)应用于样本值序列SIF(k)以便获得这些样本值的频谱。DSP 410可以使用频谱来确定相位测量、相位分辨率、相位平衡和相位噪声。
DSP 410还可以被并入到控制器中，该控制器被配置为将发射信道的补偿相位信息发射到数字控制器304，以便控制和调整由移相器302实现的相移。例如，DSP 410可以表示控制电路或控制单元，其可以包括，例如，可编程处理器，诸如(例如，嵌入式的)微控制器或类似设备。由控制电路提供的功能可以(例如，完全地或部分地)由***控制器50(参见图2)提供。另外或备选地，由控制电路提供的功能可以至少部分地由DSP 40提供(参见图2)。这样，控制电路表示***控制器50和/或DSP 40的功能的一部分。
自动测试***评估设备130可以包括类似于上面参考ADC 409和DPS 410描述的那些的传感器ADC和DSP或控制单元，但是可以提供比MMIC 110的处理功率更快的处理功率。因此，针对传感器ADC 409和DSP 410描述的功能可以类似地应用于自动测试***评估设备130并且将不再重复。在一些情况下，MMIC 110可以不包括ADC 409和DPS 410。在这种情况下，数字转换、评估和校准由自动测试***评估设备130处理。
下文更详细地描述了测量发射器信号(即，RF输出信号sTX01(t)、sTX02(t)和sTX03(t))的相位分辨率和相位平衡的方法。
以大约4.75GHz到5.1GHz的固定频率从ATE 120施加测试刺激(测试信号STSG)，该测试刺激由低通滤波器402低通滤波，并且随后由集成在MMIC 110上的倍频器403进行16倍的倍频，以在倍频器403的输出处获得倍频测试信号STSG’。倍频测试信号STSG’具有从振荡器信号SLO的频率偏移的固定频率。然后，通过相位混频器404(即，下变频混频器)将倍频测试信号与发射监测信号STXc中的一个发射监测信号下混频，该发射监测信号从发射器子***301耦接出并且共享振荡器信号SLO的相同频率。待评估的发射监测信号STXc由切换矩阵405在不同的TX信道之间选择。
例如，发射信号STX01可以被选择用于评估。在这种情况下，移相器302可以被配置为将第一相位设置Φ1(例如，第一相移)应用于发射信号STX01。发射信号STX01与来自倍频器403的倍频测试信号STSG’下混频，以在下变频混频器404的输出处生成中间频率(IF)信号SIF(t)。混频器输出(下变频)信号SIF(t)可以如下地计算：
Figure BDA0002831195090000151
传感器ADC 409被配置为将模拟信号SIF(t)转换成数字信号SIF(k)，并且DSP 410被配置为通过执行FFT确定数字信号SIF(k)的相位ΦIF1。例如，信号的样本值序列SIF(k)取决于信道TX01的RF输出信号sTX01(t)的相位差
Figure BDA0002831195090000152
和振幅ATX01。因此，ADC样本值的测量序列SIF(k)表示包括遵循正弦的预定数目的ADC样本值的离散正弦信号。这个正弦测量信号的相位对应于相位ΦIF1，并且具体地表示相对于测试信号sTSG(t)的相位的输出信号sTXc(t)的相位。
DSP 410将FFT应用于数字信号SIF(k)以获得单侧频谱，并且使用单侧频谱来从载波提取相位信息ΦIF1和振幅信息。从振幅谱，将确定最大振幅峰和相对应的频率仓。然后，将在相对应的频率仓的这个相同频率处找出最大振幅的相位。DSP 410还可以对频谱进行分析以确定相对应的发射信道的相位噪声。例如，为了确定相位噪声，DSP 410可以提取载波的功率以获得第一峰值，提取与偏移频率对应的偏移仓的功率以获得第二峰值，并且通过还考虑分辨率带宽来计算在第一峰值和第二峰值之间的增量以确定相位噪声。
例如，DFT算法(例如，快速傅里叶变换(FFT)算法)可以被应用于SADC测量序列以估计TX信道的相位和振幅(幅值)值。作为转换的结果，具有相对应的DFT仓值的多个DFT仓被生成。每个DFT仓值可以包括量值和相位值。另外，如果DFT算法是FFT算法，则DFT仓可以被称为FFT仓，并且DFT仓值可以被称为FFT仓值。通常，DFT仓是谐波分量样本。
具体地，由DFT生成位于不同谐波处的多个傅里叶分量(包括位于DFT仓1处的第一谐波分量)。这些DFT仓跟随DC DFT仓(即，零是最低仓频率)，该DC DFT仓具有为零的DFT仓值，这是因为不存在振荡模式的DC值。在DFT中的第零仓是DC(0Hz)，第一仓位于Fs/N，其中Fs是采样率，并且N是DFT的大小。下一仓位于2*Fs/N，第三个仓位于3*Fs/N，依此类推。
因此，由DSP 410使用DFT(例如，FFT)将由传感器ADC 31提供的正弦SADC测量序列SIF(k)转换成频率分量(即，频谱)，也被称为谐波分量。振幅频谱中的最大峰值位于FFT仓(偏移频率/(Fs/N))处。因此，确定了最大峰值和最大峰值位于哪个FFT仓。然后，针对检测到的信号相位
Figure BDA0002831195090000161
确定或计算该FFT仓的相位。
接下来，移相器302被配置为将第二相位设置Φ2(即，第二相移)应用于发射信号sTX01，其中，第二相位设置不同于第一相位设置。重复该过程以获得数字信号SIF(k)的相位ΦIF2。用于发射信道TX01的相位分辨率可以使用所测量的相位ΦIF1和ΦIF2根据以下等式来计算：
TX相位分辨率＝|Φ2-Φ1|＝|ΦIF2-ΦIF1| (5)
然后可以对其他发射信道TX02和TX03重复该方法，在移相器302处使用两个不同的相位设置来执行两次相位测量并且从其计算相应发射信道TXc的相位分辨率。切换矩阵405选择哪个发射信道处于测试中。
此外，通过遵循针对第二TX信道的上述测试，可以评估在两个信道之间的相位平衡。例如，信道在x与y之间的TX相位平衡计算如下：
Ph_Bal_xy_set1＝|ΦIF1,x-ΦIF1,y| (6)
Ph_Bal_xy_set2＝|ΦIF2,x-ΦIF2,y| (7)
在此，ΦIF1，x与ΦIF1，y分别是具有第一相位设置的发射信道x和y的测量相位，并且ΦIF2，x和ΦIF2，y分别是具有第二相位设置的发射信道x和y的测量相位。信道x和y可以是TX子***301的任意两个TX信道。将理解，虽然由移相器302应用的两个相位设置彼此不同，但所应用的相移中的一个相移可以是零。
DSP 410然后可以将补偿相位信息提供给数字控制器304，数字控制器304被配置为基于补偿相位信息调整对应发射信道的发射移相器302的相位设置。
当执行相位平衡时，DSP 410可以顺序地测试每个发射信号路径TX01、TX02、…、TXc。例如，发射信号路径TX01可基于所描述的方法进行测试，以通过激活通道TX01并且去激活剩余的TX通道来确定TX01的相位值。类似地，可以基于所描述的方法来测试发射信号路径TX02，以通过激活通道TX02并且去激活剩余的TX通道来确定TX02的相位值。然后，DSP410被配置为比较在两个发射路径TX01与TX02之间的相位值，调整移相器302中的一个或多个移相器的相移，从而使得相位值被平衡/匹配或具有期望的相位差。然后，数字控制器304根据经调整的相位设置修改移相器302的移相器值
Figure BDA0002831195090000171
由于移相器302的非理想性，可以通过重复数次先前的过程来实现平衡的、或期望的相位差。这种固件程序可以被存储在MMIC芯片110上的RAM或ROM中。
DSP 410还可以被配置为将相位信息和相位平衡信息输出到数字接口411，该数字接口411被配置为将信息从MMIC 110输出。
此外，该布置可以用于测量发射信号的相位噪声，从而测量TX信道的相位噪声。例如，DSP 410可以评估数字信号SIF(k)并且提取位于第一FFT仓的载波的功率以获得第一振幅峰值，提取偏移FFT仓的功率以获得第二峰值(例如，使用来自第一FFT仓的100Hz的仓空间，对于10KHz偏移频率，观察到与第一FFT仓相比在10KHz/100偏移仓处的功率)，然后通过考虑分辨率带宽(例如，100Hz)来计算第一峰值和第二峰值的增量作为相位噪声。
由此得出，如果ATE源(例如，自动测试***微波源120)的相位噪声在考虑来自ATE的TEST IN信号STSG的在约20log10(N)的倍频器块之后的相位噪声衰减之后低于本地振荡器101，其中，N＝倍频器403的倍频系数(例如，在以上示例中，N＝16)，则在下变频混频器404之后在IF信号SDC处测量的相位噪声的值将反映本地振荡器101的相位噪声。由此，RF电路100使得能够测量在10MHz处的相位噪声，这在常规ATE解决方案中是不可能的。
MMIC 110可以选择性地配置为主控模式或从属模式，以允许在级联***中用作主机或从机。MMIC 110可以被配置为从属模式以允许在从模式中测试MMIC的功能。在从模式的测试期间，MMIC 110可以被视为处于测试模式。在级联设置中，多个雷达MMIC 110在级联布置中被使用。主控MMIC或另一从属MMIC为目标从属MMIC提供本地振荡器(LO)信号SLO。例如，LO信号SLO(t)从主控MMIC或其他从属MMIC的LO输出LOout传递到目标从属MMIC的LO输入LOin。发射器输出端口TXlout-TX3out中的一个输出端口可以被配置为主控MMIC或另一从属MMIC的LO输出。类似地，发射器输出端口TX1out-TX3out中的一个输出端口可以被配置为目标从属MMIC的LO输入。
当在从模式中操作时，MMIC 110被配置为从另一MMIC(即，从主控MMIC或从位于级联布置中的上游的另一从属MMIC)接收从属参考信号SSLO，并且本地振荡器101被禁用。从属参考信号SSLO是由另一MMIC生成的本地振荡器信号。
对应于被分配为LO输入的输出端口TX1out-TX3out中的一个输出端口的TX信道也被去激活。备选地，与输出端口TX1out-TX3out分隔的输入端口可以被连接到RF缓冲器(例如，LO缓冲器307)并且用于接收从属参考信号SSLO，并且所有TX信道可以保持激活。
在本示例中，从属参考信号SSLO由被分配为LO输入的输出端口TX1out-TX3out中的一个输出端口接收，并且由所分配的端口提供给耦接器305。
耦接器305被配置为将从属参考信号SSLO路由给发射路径306，发射路径306经由LO缓冲器307从所分配的输出端口TX1out-TX3out(即，所分配的LO输入)延伸到RF信号分配电路201的共享发射信道。具体地，发射路径306被配置为从LO输入端口接收从属参考信号SSLO并且在TX IN处将基于从属参考信号SSLO的发射信号SSLO’注入到信号分配器203的输入中。由此，TX IN是经由信号分配器203耦接到TX信道的注入点。
信号分配器203被配置为将发射信号SSLO’路由给发射信道TX01-TX03中的一个发射信道，如与对RF振荡器信号sLO(t)进行的处理相类似的。结果，发射信道可以基于发射信号SSLO’输出在操作频率范围(例如，76GHz-81GHz)内的发射信号，发射信号SSLO’是基于从属参考信号SSLO的。
可以使用峰-峰检测器电路308来测量通过发射路径306和所选择的发射信道发射的信号的功率。MMIC 110可以被配置为测试模式，以测试通过发射路径306和所选择的发射信道发射的信号的功率。
使用自动测试***评估设备130来进行测试，以便测量从属模式的发射性能。例如，因为对于从属模式，LO缓冲器307需要接收LO参考信号，所以本文所述的测试允许测试若相反则不能被测试的此组件。在测试模式中，可禁用下变频转换混频器404及其下游的块。相反，RF缓冲器412被启用。RF缓冲器412被配置为从倍频器403接收倍频测试信号STSG’。如可以回想起的，倍频测试信号STSG’具有可以在76GHz-81GHz之间的固定频率。这也是从属参考信号SSLO的操作频率范围。
该倍频测试信号STSG’通过RF缓冲器412并且被路由给切换矩阵405，并且最终到达定向耦接器305。具体地，倍频测试信号STSG’由切换矩阵405路由给定向耦接器305，并且进一步由定向耦接器305路由给包括LO缓冲器307的发射路径306。该倍频测试信号STSG’作为倍频测试信号STSG”通过LO缓冲器307并且由发射路径306提供到发射输入TX IN(即，注入点)，该发射输入TX IN是到信号分配器203的输入。然后，LO信号分配器203将倍频测试信号STSG”作为测试LO信号分配到在测试中的一个或多个激活的发射信道。被选择为接收倍频测试信号STSG”的发射信道基于倍频测试信号STSG”输出测试发射信号。
为了测试从属模式(在测试模式中)，每个发射信道TX01-TX03均包括峰-峰检测器电路308，该峰-峰检测器电路308被配置为接收从倍频测试信号STSG”生成的测试发射信号，并且基于相应的测试发射信号测量其发射信道的发射输出功率。自动测试***评估设备130可以从峰-峰检测器电路308接收输出电压值，并且基于输出电压值测量发射信道的峰-峰输出电压。通过这样做，自动测试***评估设备130可以测试通过发射路径306和所选择的发射信道发射的信号的功率。LO缓冲器307或发射路径306的例如故障可以通过在常规***中不可能的上述从属模式测试来检测。
利用该倍频测试信号STSG’作为76-81GHz输入信号，由于信号在芯片上生成并且克服了由于ATE导致的限制，所以可以进行发射性能的测量。
鉴于以上内容，RF电路100被配置为比常规ATE***更快地执行TX相位和相位分辨率测量。这种测试时间减少会使得总生产成本更低。此外，利用所提出的相位噪声测量技术，可以使用更低成本的仪器(例如，数字捕获仪器)，从而获得更高的测试并行性(即，更低的测试成本和晶圆触压)。所提出的相位噪声测量技术还针对1MHz偏移相位噪声测量提供了增加的测试稳定性，并且可以针对10MHz偏移相位噪声测量实现更高的测试覆盖范围。最后，可以在不使用外部mm波源的情况下，在生产测试中执行针对从属模式操作的功能测试，从而获得增加的测试覆盖范围。
虽然已描述不同实施例，但是本领域技术人员应当理解，在本公开范围内可以有更多的实施例和实现方式。。因此，除了根据所附权利要求及其等同物之外，本发明不受限制。对于由上述部件或结构(组件、设备、电路、***等)执行的不同功能，用于描述此类部件的术语(包括对“器件”的引用)，除非另有说明，否则旨在对应于执行所描述的部件的指定功能(即，在功能上是等效的)的任何部件或结构，即使其在结构上不等同于执行在此所展示的本发明的示例性实现方式中的功能的所公开的结构。
此外，以下权利要求由此被结合到详细描述中，其中每个权利要求可以独立地作为单独的示例实施例。虽然每个权利要求可以独立地作为单独的示例实施例，但是应当注意，尽管从属权利要求可以在权利要求中引用与一个或多个其他权利要求的特定组合，但是其他示例实施例也可以包括从属权利要求与每个其他从属权利要求或独立权利要求的主题的组合。除非表明不期望特定的组合，否则在本文提出了这种组合。此外，旨在将一项权利要求的特征也包括在任何其他独立权利要求中，即使该权利要求不是直接从属于该独立权利要求。
进一步注意，本说明书或权利要求中公开的方法可由具有用于执行这些方法的相应动作中的每一个的器件的设备来实现。
此外，应当理解，在说明书或权利要求中公开的多个动作或功能的公开内容不应被解释为在特定顺序内。因此，多个动作或功能的公开内容将不会将这些动作或功能限制到特定顺序，除非这样的动作或功能出于技术原因是不可互换的。此外，在一些实施例中，单个动作可包括或可被分成多个子动作。除非明确排除，否则这样的子动作可包括这个单个动作的公开内容中并且是其的一部分。
指令可由一个或多个处理器执行，例如一个或多个中央处理单元(CPU)、数字信号处理器(DSP)、通用微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程逻辑阵列(FPGA)或其他等效集成或离散逻辑电路。因此，如在此使用的术语“处理器”或“处理电路”是指任何前述结构或适合于实现在此描述的技术的任何其他结构。另外，在一些方面中，本文中所描述的功能性可在专用硬件和/或软件模块内提供。此外，这些技术可以在一个或多个电路或逻辑元件中完全实现。
由此，本公开中描述的技术可至少部分地在硬件、软件、固件或其任何组合中实现。例如，所描述的技术的各方面可以在一个或多个处理器中实现，该处理器包括一个或多个微处理器、DSP、ASIC、或任何其他等效的集成或离散逻辑电路、以及这样的部件的任何组合。
包括硬件的控制器也可以执行本公开的技术中的一个或多个。这样的硬件、软件以及固件可以在相同的设备内或在单独的设备内实现，以支持本公开中描述的各种技术。软件可存储在非暂时性计算机可读介质上，使得该非暂时性计算机可读介质包括存储于其上的程序代码或程序算法，该程序代码或程序算法在执行时使得控制器经由计算机程序执行方法的各个步骤。
尽管已经公开了各种示例性实施例，但对于本领域技术人员显而易见的是，在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种改变和修改，这些改变和修改将实现本文公开的构思的一些优点。对于本领域技术人员显而易见的是，实现相同功能的其他部件是可以适当地进行替换。应当理解，可以利用其他实施例，并且可以在不背离本发明的范围的情况下进行结构或逻辑改变。应当提及的是，参照特定附图解释的特征可以与其他附图的特征结合，即使是在未明确提及的那些附图中的。对一般发明构思的这种修改旨在由所附权利要求及其法律等同物所覆盖。

Claims (21)

1.一种射频RF***，包括：
雷达单片微波集成电路MMIC，包括：
第一发射信道，被配置为基于具有第一频率的本地振荡器信号输出第一连续波发射信号；
第一移相器，设置在所述第一发射信道上并且被配置为将第一相位设置应用于所述第一连续波发射信号，以生成具有所述第一频率的第一发射信号；
第一发射监测信号路径，被配置为从所述第一发射信道耦接出所述第一发射信号的一部分作为第一发射监测信号；
测试输入端口，被配置为从所述雷达MMIC外部的源接收测试信号；
倍频器，被配置为接收所述测试信号并且将所述测试信号转换成具有第二频率的倍频测试信号，其中所述第一频率和所述第二频率间隔一个由频率偏移；以及
下变频混频器，被配置为将所述倍频测试信号与所述第一发射监测信号混频，以生成第一混频器输出信号。
2.根据权利要求1所述的RF***，还包括：
模数转换器ADC，被配置为对所述第一混频器输出信号进行采样，以提供第一样本值序列；以及
至少一个处理器，被配置为将快速傅里叶变换FFT应用于所述第一样本值序列以生成第一频谱，并且使用所述第一频谱来确定所述第一混频器输出信号的第一相位。
3.根据权利要求2所述的RF***，其中所述ADC和所述至少一个处理器被集成在所述雷达MMIC上。
4.根据权利要求2所述的RF***，还包括：
自动测试***，耦接到所述雷达MMIC，其中所述自动测试***包括所述ADC和所述至少一个处理器，
其中所述MMIC包括测试输出端口，所述测试输出端口被配置为向所述自动测试***输出所述第一混频器输出信号。
5.根据权利要求2所述的RF***，其中所述至少一个处理器被配置为对所述第一频谱执行分析，以确定所述第一发射信道的相位噪声。
6.根据权利要求2所述的RF***，其中：
所述第一移相器被配置为将不同于所述第一相位设置的第二相位设置应用于所述第一连续波发射信号，以生成具有所述第一频率的第二发射信号，
所述第一发射监测信号路径被配置为从所述第一发射信道耦接出所述第二发射信号的一部分作为第二发射监测信号，
所述下变频混频器被配置为将所述倍频测试信号与所述第二发射监测信号混频，以生成第二混频器输出信号，
所述ADC被配置为对所述第二混频器输出信号进行采样，以提供第二样本值序列，以及
所述至少一个处理器被配置为将所述FFT应用于所述第二样本值序列以生成第二频谱，使用所述第二频谱来确定所述第二混频器输出信号的第二相位，以及基于在所述第一相位与所述第二相位之间的差计算所述第一发射信道的发射相位分辨率。
7.根据权利要求2所述的RF***，其中所述雷达MMIC还包括：
第二发射信道，被配置为基于所述本地振荡器信号输出第二连续波发射信号；
第二移相器，设置在所述第二发射信道上并且被配置为将所述第一相位设置应用于所述第二连续波发射信号，以生成具有所述第一频率的第二发射信号；以及
第二发射监测信号路径，被配置为从所述第二发射信道耦接出所述第二发射信号的一部分作为第二发射监测信号，
其中：
所述下变频混频器被配置为将所述倍频测试信号与所述第二发射监测信号混频，以生成第二混频器输出信号，
所述ADC被配置为对所述第二混频器输出信号进行采样，以提供第二样本值序列，以及
所述至少一个处理器被配置为将所述FFT应用于所述第二样本值序列以生成第二频谱，使用所述第二频谱来确定所述第二混频器输出信号的第一相位，以及基于在所述第一混频器输出信号的所述第一相位与所述第二混频器输出信号的所述第一相位之间的差计算在所述第一发射信道与所述第二发射信道之间的相位平衡。
8.根据权利要求1所述的RF***，其中：
所述本地振荡器信号是具有固定的所述第一频率的连续波信号，以及
所述测试信号是具有固定的第三频率的连续波信号。
9.根据权利要求1所述的RF***，还包括：
其中所述雷达MMIC还包括本地振荡器，所述本地振荡器被配置为基于时钟信号生成所述本地振荡器信号，并且向所述第一发射信道提供所述本地振荡器信号，
其中所述测试信号和所述时钟信号是同步的。
10.一种测量发射相位信息的方法，包括：
基于具有第一频率的本地振荡器信号生成第一连续波发射信号，所述第一连续波发射信号在第一发射信道上被发射；
将第一相位设置应用于所述第一连续波发射信号以生成第一发射信号；
从所述第一发射信道耦接出所述第一发射信号的一部分作为第一发射监测信号；
从外部源接收测试信号；
将所述测试信号倍频成具有第二频率的倍频测试信号，其中所述第一频率和所述第二频率间隔一个频率偏移；以及
将所述倍频测试信号与所述第一发射监测信号混频，以生成第一混频器输出信号。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括：
对所述第一混频器输出信号进行数字采样，以提供第一样本值序列；
将快速傅立叶转换FFT应用于所述第一样本值序列以生成第一频谱；
使用所述第一频谱来确定所述第一混频器输出信号的第一相位。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括：
分析所述第一频谱，以确定所述第一发射信道的相位噪声。
13.根据权利要求11所述的方法，还包括：
将不同于所述第一相位设置的第二相位设置应用于所述第一连续波发射信号，以生成具有所述第一频率的第二发射信号；
从所述第一发射信道耦接出所述第二发射信号的一部分作为第二发射监测信号；
将所述倍频测试信号和所述第二发射监测信号混频，以生成第二混频器输出信号；
对所述第二混频器输出信号进行数字采样，以提供第二样本值序列；
将所述FFT应用于所述第二样本值序列以生成第二频谱；
确定所述第二混频器输出信号的第二相位；以及
基于在所述第一相位与所述第二相位之间的差计算所述第一发射信道的发射相位分辨率。
14.根据权利要求11所述的方法，还包括：
基于所述本地振荡器信号生成第二连续波发射信号，所述第二连续波发射信号在第二发射信道上被发射；
将所述第一相位设置应用于所述第二连续波发射信号，以生成具有所述第一频率的第二发射信号；
从所述第二发射信道耦接出所述第二发射信号的一部分作为第二发射监测信号；
将所述倍频测试信号和所述第二发射监测信号混频，以生成包括多个第二值的第二混频器输出信号；
对所述第二混频器输出信号进行数字采样，以提供第二样本值序列；
将所述FFT应用于所述第二样本值序列以生成第二频谱；
使用所述第二频谱来确定所述第二混频器输出信号的第一相位；以及
基于在所述第一混频器输出信号的所述第一相位与所述第二混频器输出信号的所述第一相位之间的差，计算在所述第一发射信道与所述第二发射信道之间的相位平衡。
15.根据权利要求10所述的方法，还包括：
生成时钟信号；
使用所述时钟信号生成所述测试信号；
使用所述时钟信号生成所述本地振荡器信号，使得所述测试信号和所述本地振荡器信号与所述时钟信号同步。
16.一种雷达单片微波集成电路MMIC，可配置为多种模式，所述多种模式包括从属模式和测试模式，所述MMIC包括：
输入端口，被配置为从另一雷达MMIC的本地振荡器接收从属参考信号；
第一发射信道，能够被配置在从属模式中，基于所述从属参考信号而输出在操作频率范围内的第一发射信号；
发射路径，具有耦接到包括所述第一发射信道的多个发射信道的注入点，所述注入点接收基于所述从属参考信号的第二发射信号，其中所述发射路径从所述输入端口延伸到所述注入点；
测试输入端口，被配置为从所述雷达MMIC外部的源接收测试信号；
倍频器，被配置为接收所述测试信号，并且将所述测试信号转换成倍频测试信号；以及
耦接器，被配置为接收所述倍频测试信号，并且将所述倍频测试信号耦接到所述发射路径中。
17.根据权利要求16所述的雷达MMIC，还包括：
本地振荡器缓冲器，设置在所述发射路径上，其中所述本地振荡器缓冲器被配置为从所述耦接器接收所述倍频测试信号，并且向所述注入点发射所述倍频测试信号。
18.根据权利要求16所述的雷达MMIC，还包括：
信号分配器，耦接至所述多个发射信道并且包括耦接至所述注入点的输入，
其中，在所述雷达MMIC被配置为所述从属模式的情况下，所述信号分配器被配置为从所述发射路径接收所述第二发射信号，并且向所述第一发射信道路由所述第二发射信号，其中所述第一发射信道基于所述第二发射信号输出所述第一发射信号。
19.根据权利要求16所述的雷达MMIC，还包括：
信号分配器，耦接至所述多个发射信道，并且所述信号分配器包括耦接至所述注入点的输入，
其中，在所述雷达MMIC被配置为所述测试模式的情况下，所述信号分配器被配置为从所述发射路径接收所述倍频测试信号，并且向所述第一发射信道路由所述倍频测试信号，其中所述第一发射信道基于所述倍频测试信号输出第三发射信号。
20.根据权利要求19所述的雷达MMIC，还包括：
峰-峰检测器电路，耦接到所述第一发射信道，所述峰-峰检测器电路被配置为接收所述第三发射信号的一部分，并且在所述测试模式期间基于所述第三发射信号的所接收的部分测量所述第一发射信道的发射输出功率。
21.根据权利要求16所述的雷达MMIC，还包括：
测试信号路径，至少从所述倍频器延伸到所述耦接器，所述倍频测试信号在所述耦接器上传播；以及
射频RF缓冲器，设置在所述倍频器与所述耦接器之间的所述测试信号路径上。
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