CN113014519A - 一种在双脉冲成型发射***中避免频谱零点的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了在双脉冲成型发射***中避免频谱零点的方法，包括以下步骤：S10，对接收端中第二路的模数转换模块的时钟相位设置一个初始值；S20，在发射端发送一个测试信号；S30，在接收端估计信道的频率响应，进一步计算均衡信号的信噪比并记录下来；S40，调整S10中模数转换模块的时钟相位，获得不同延迟或提前采样的接收信号；S50，重复步骤S20‑S40，确定对应到最大信噪比的时钟相位。本发明通过离线静态校准或在线自适应校准，对接收端的模数转换器件的采样时钟相位进行调整，即对接收信号进行提前或延迟采样，以避免信道频率响应可能出现的频谱零点，为点对点高速无线传输***提供强的鲁棒性能。

Description

一种在双脉冲成型发射***中避免频谱零点的方法
技术领域
本发明属于无线通信***数字信号处理领域，涉及一种在双脉冲成型发射***中避免频谱零点的方法。
背景技术
在传统的数字单载波通信***中，发射端通常采用奈奎斯特脉冲成型。相应地，接收端使用匹配滤波来避免非理想信道引入的符号间干扰，从而最大化接收信噪比。升余弦脉冲作为一类典型的奈奎斯特脉冲被广泛地应用于数字传输***，并等效地通过在收发端分别采用根升余弦滤波器来实现。其中滤波器的一个重要参数，即滚降系数，确定了信号的实际传输带宽和***的频谱效率。较小的滚降系数会带来较高的频谱效率，但是在实际的高速传输***中，这样的根升余弦滤波器极难设计和实现。另一方面，大的信号带宽也是实现高速传输***的必要条件。毫米波以及太赫兹频段介于30GHz和10THz之间，被认为是实现这一目标的绝佳选择。尽管在理论上传统的奈奎斯特脉冲成型可以达到无符号间干扰传输，但是大带宽信号需要具有相当高采样速率的数据转换器件来满足采样要求，而目前在市场上能够满足需求的数据转换器件稀缺并价格不菲。
为了改进***的频谱效率和解决高采样率器件难以获取的问题，基于双脉冲成型发射的方法被提出。该方法可以在满足无符号间干扰和无数据流间干扰条件下，对两个频谱重叠的半符号率数据流进行合并发射，理论上实现全速率传输。由于在无线信道传输中存在各种失真，在接收端采用均衡技术来消除符号间干扰和数据流间干扰就变得十分必要。传统的分数间隔均衡技术要求采样率必须高于数据符号率以及高的实现成本和复杂度，这使得利用目前主流的数据转换器件来实现高速传输极其困难。
另一方面，符号间隔均衡技术对接收信号进行符号速率采样均衡，可以降低高速传输对高采样率器件的要求。因此，在基于双脉冲成型发射的高速传输***中使用低复杂度的线性符号间隔均衡技术受到青睐。但是，由于符号间隔均衡采用的滤波器滚降系数大于零，以符号速率进行采样往往会引起信号频谱的边缘重叠，甚至产生频谱零点，从而大大地降低了***的均衡性能。
发明内容
为解决上述问题，本发明的双脉冲成型发射***包括发射端和接收端，其中，发射端包括编码调制模块、串并变换模块、两路模数转换模块、两路脉冲成型滤波器和发射滤波器，所述编码调制模块进行编码和调制映射到数据符号，数据符号流经过串并变换模块被分成两路并行的半速率符号流，每路数字信号通过数模变换模块转换为模拟信号，每路半速率符号流经过一个脉冲成型滤波器进行脉冲成型，再经过合并后通过发射滤波器输出发射信号；接收端包括接收滤波器、两路模数转换模块、信道估计模块、两路均衡器、并串变换模块和解调译码模块，接收的基带信号通过接收滤波器进行滤波，两路模数变换模块将输出的模拟信号转换为数字信号，信道估计模块将两路模数变换模块的输出符号分别估计后输出到两个脉冲成型滤波器的等价信道频率响应，并送给两路均衡器；同时，信道估计模块计算信噪比，确定模数变换模块的最佳时钟相位，反馈给两路模数变换模块中第二路模数变换模块对时钟相位进行调整；两路均衡器将信道估计模块输出的信道频率响应估值对两路数字信号分别进行均衡，并串变换模块将两路均衡器输出的信号进行并串变换得到一路符号输出给解调译码模块，解调译码模块对符号进行解映射和译码获得发送的比特数据；
基于上述***，避免频谱零点的方法包括以下步骤：
S10，对接收端中第二路的模数转换模块的时钟相位设置一个初始值；
S20，在发射端发送一个测试信号；
S30，在接收端估计信道的频率响应，进一步计算均衡信号的信噪比并记录下来；
S40，调整S10中模数转换模块的时钟相位，获得不同延迟或提前采样的接收信号；
S50，重复步骤S20-S40，确定对应到最大信噪比的时钟相位。
优选地，所述S40中通过离线静态校准或在线自适应校准来调整接收端模数转换模块的时钟相位。
优选地，所述S10，对接收端中第二路的模数转换模块的时钟相位设置一个初始值，其中第一路的模数转换模块的时钟相位固定为0。
优选地，所述S20，在发射端发送一个测试信号，包括以下步骤：
S21，输入的测试信号比特经过编码调制模块进行编码和调制映射到符号，对应的符号速率为1/Ts，符号流经过串并变换模块被分成两路并行的半速率符号流，其傅里叶变换表示为S1(ej2ω)和S2(ej2ω)；
S22，两路数字符号分别经过数模变换模块转换为模拟信号
Figure BDA0002963220250000031
和
Figure BDA0002963220250000032
对应的采样速率为1/2Ts，其中，ω和f分别表示数字频率和模拟频率，ω＝2ωfTs；
S23，两路模拟信号分别经过两路脉冲成型滤波器进行双脉冲成型，其中，利用带宽为(1+β)/2Ts的根升余弦脉冲hRRC(t)和hRR+(t-Ts)分别作为两路脉冲成型滤波器的成型脉冲，这里hRRC(t)对应的频域响应HRRC(f)表示为
Figure BDA0002963220250000033
其中，0≤β≤1表示脉冲成型滤波器的滚降系数，两路成型脉冲经过合并后通过发射滤波器输出发射测试信号。
优选地，所述S30，在接收端估计信道的频率响应，进一步计算均衡信号的信噪比并记录下来，包括以下步骤：
S31，发射的测试信号经过物理信道后到达接收端，并经过接收滤波器输出；
S32，输出的模拟信号分别经过两路模数转换模块得到两路数字信号,对应的采样速率为1/2Ts，输出的数字信号经过信道估计模块得到数字等价信道的频率响应估计
Figure BDA0002963220250000041
和
Figure BDA0002963220250000042
Figure BDA0002963220250000043
Figure BDA0002963220250000044
其中，
Figure BDA0002963220250000045
和
Figure BDA0002963220250000046
分别表示信号
Figure BDA0002963220250000047
和
Figure BDA0002963220250000048
经过双脉冲成型，接收滤波器以及物理信道构成的模拟等价信道的频域响应估计，(τ+1)Ts表示第二路模数转换模块相对于第一路模数转换模块的采样时延，其中-1≤τ≤1，当发射端的平均功率与接收端噪声功率的比值ρ已知时，在信道估计模块中计算最小均方误差均衡信号的信噪比为：
Figure BDA0002963220250000049
其中，
Figure BDA00029632202500000410
C(ω,τ)＝HH(ω，τ)(H(ω,τ)HH(ω,τ)+I/ρ)-1 (6)
其中，I表示单位矩阵，Tr{·}和{·}H分别表示矩阵的迹和转置共轭。
本发明至少具有如下有益效果：提供一种在双脉冲成型发射***中避免频谱零点的方法。此方法通过离线静态校准或在线自适应校准，对接收端的模数转换器件的采样时钟相位进行调整，即对接收信号进行提前或延迟采样，以避免信道频率响应可能出现的频谱零点，为点对点高速无线传输***提供强的鲁棒性能。
附图说明
图1为本发明实施例双脉冲成型发射***的发射端结构示意图；
图2为本发明实施例双脉冲成型发射***的接收端结构示意图；
图3为本发明实施例双脉冲成型发射***避免频谱零点的方法步骤流程图；
图4为本发明实施例的MMSE均衡信号信噪比增益对归一化采样时延的关系曲线图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
本发明一种在双脉冲成型发射***中避免可能存在的频谱零点的方法，该方法由发射端10与接收端20执行。图1和图2分别显示了双脉冲成型发射端10和接收端20的结构框图。为了方便起见，射频链路，包括上变频器和下变频器，高功率放大器和低噪声放大器并未在图1和图2的框图中显示。
在图1中，输入的比特数据首先经过编码调制模块101进行编码和调制映射到数据符号，对应的符号速率为1/Ts，这里Ts表示符号周期。数据符号流经过串并变换模块102被分成两路并行的半速率符号流。每路数字信号通过数模变换模块103转换为模拟信号，对应的采样速率为1/2Ts。半速率符号流经过各自的脉冲成型滤波器104实现脉冲成型，经过合并后通过发射滤波器106输出发射信号。
在图2中，接收的基带信号首先通过接收滤波器201进行滤波。利用两个模数变换模块202将输出的模拟信号转换为数字信号，对应的采样速率为1/2Ts。信道估计模块203利用两路模数变换模块202的输出符号分别估计出对应到两路脉冲成型滤波器104的等价信道频率响应，并送给两路均衡器204。同时，信道估计模块203计算信噪比，确定第二路模数变换模块202的最佳时钟相位，反馈给第二路模数变换模块202来对时钟相位进行调整。均衡器204利用信道估计模块203输出的信道频率响应估值对两路数字信号分别进行均衡。并串转换模块206将两路均衡后信号进行并串变换得到一路速率为1/Ts的符号。最后，解调译码模块207对符号进行解映射和译码获得发送的比特数据。
方法的流程如图3所示，包括：
S10，对接收端第二路信号的模数转换模块202的时钟相位设置一个初始值，例如延迟采样一个符号周期Ts。此处，第一路模数转换模块202的时钟相位固定为0。
S20，发射端10发送一个测试信号。包括以下步骤：
S21，输入的测试信号比特经过编码调制模块进行编码和调制映射到符号，对应的符号速率为1/Ts，符号流经过串并变换模块被分成两路并行的半速率符号流，其傅里叶变换表示为S1(ej2ω)和S2(ej2ω)；
S22，两路数字符号分别经过数模变换模块转换为模拟信号
Figure BDA0002963220250000061
和
Figure BDA0002963220250000062
对应的采样速率为1/2Ts，其中，ω和f分别表示数字频率和模拟频率，ω＝2πfTs；
S23，两路模拟信号分别经过两路脉冲成型滤波器进行双脉冲成型，其中，利用带宽为(1+β)/2Ts的根升余弦脉冲hRRC(t)和hRRC(t-Ts)分别作为两路脉冲成型滤波器的成型脉冲，这里hRRC(t)对应的频域响应HRRC(f)表示为
Figure BDA0002963220250000071
其中，0≤β≤1表示脉冲成型滤波器的滚降系数，两路成型脉冲经过合并后通过发射滤波器输出发射测试信号。
S30，在接收端估计信道的频率响应，进一步计算均衡信号的信噪比并记录下来，包括以下步骤：
S31，发射的测试信号经过物理信道后到达接收端，并经过接收滤波器输出；
S32，输出的模拟信号分别经过两路模数转换模块得到两路数字信号,对应的采样速率为1/2Ts，输出的数字信号经过信道估计模块得到数字等价信道的频率响应估计
Figure BDA0002963220250000072
和
Figure BDA0002963220250000073
Figure BDA0002963220250000074
Figure BDA0002963220250000075
其中，
Figure BDA0002963220250000076
和
Figure BDA0002963220250000077
分别表示信号
Figure BDA0002963220250000078
和
Figure BDA0002963220250000079
经过双脉冲成型，接收滤波器以及物理信道构成的模拟等价信道的频域响应估计，(τ+1)Ts表示第二路模数转换模块相对于第一路模数转换模块的采样时延，其中-1≤τ≤1，当发射端的平均功率与接收端噪声功率的比值ρ已知时，在信道估计模块中计算最小均方误差均衡信号的信噪比为：
Figure BDA00029632202500000710
Figure DA00029632202535473794
其中，
Figure BDA0002963220250000082
C(ω,τ)＝HH(ω,τ)(H(ω,τ)HH(ω,τ)+I/ρ)-1 (6)
其中，I表示单位矩阵，Tr{·}和{·}H分别表示矩阵的迹和转置共轭。
S40，接收端20调整第二个模数转换模块202的时钟相位来获得不同延迟或提前采样的接收信号。
S51，判断S30计算的信噪比是否为最大信噪比。如果否，重复S20-S40；如果是，在S52中确定时钟的最佳相位并输出，对第二路模数转换模块202的时钟相位进行最终设置。
为评价本发明所提出的在双脉冲成型发射***中避免频谱零点方案的鲁棒性，对当第二路模数转换模块202采用不同时钟相位，即采用不同采样时延下的MMSE(最小均方误差)均衡信号信噪比增益进行了计算机仿真。其中，均衡信号信噪比增益GM5S7定义为第二路模数转换模块202采样时延为(τ+1)Ts时的均衡信号信噪比与采样时延为Ts时的均衡信号信噪比的比值,经计算后可表示为
Figure BDA0002963220250000083
在仿真中，采用的物理信道对发射信号引入90度的相移，即
Figure BDA0002963220250000084
这使得模数转换之后信号频谱的边缘出现零点，从而降低了接收端性能。
图4为本发明提供的方案MMSE均衡信号信噪比增益对归一化采样时延的计算机仿真结果。其中，归一化采样时延对Ts归一化。假设步骤303中数字等价信道的频率响应估计可以准确地获得和ρ＝27dB。从图4可以看出，对于采用任意滚降系数，通过调整第二路接收信号的采样时延，即第二路模数转换模块202的时钟相位到一个最佳值，均衡信号信噪比增益可以达到最大值。最大值的取值随着滚降系数的增加而增加。当滚降系数为0的时候，均衡信号信噪比增益的最大值为6.6dB，出现在归一化采样时延为0.07,0.93,1.07和1.93。当滚降系数为1的时候，均衡信号信噪比增益的最大值为9.5dB，出现在归一化采样时延为0.5和1.5。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种在双脉冲成型发射***中避免频谱零点的方法，其特征在于，双脉冲成型发射***包括发射端和接收端，其中，发射端包括编码调制模块、串并变换模块、两路模数转换模块、两路脉冲成型滤波器和发射滤波器，所述编码调制模块进行编码和调制映射到数据符号，数据符号流经过串并变换模块被分成两路并行的半速率符号流，每路数字信号通过数模变换模块转换为模拟信号，每路半速率符号流经过一个脉冲成型滤波器进行脉冲成型，再经过合并后通过发射滤波器输出发射信号；接收端包括接收滤波器、两路模数转换模块、信道估计模块、两路均衡器、并串变换模块和解调译码模块，接收的基带信号通过接收滤波器进行滤波，两路模数变换模块将输出的模拟信号转换为数字信号，信道估计模块将两路模数变换模块的输出符号分别估计后输出到两个脉冲成型滤波器的等价信道频率响应，并送给两路均衡器；同时，信道估计模块计算信噪比，确定模数变换模块的最佳时钟相位，反馈给两路模数变换模块中第二路模数变换模块对时钟相位进行调整；两路均衡器将信道估计模块输出的信道频率响应估值对两路数字信号分别进行均衡，并串变换模块将两路均衡器输出的信号进行并串变换得到一路符号输出给解调译码模块，解调译码模块对符号进行解映射和译码获得发送的比特数据；
基于上述***，避免频谱零点的方法包括以下步骤：
S10，对接收端中第二路的模数转换模块的时钟相位设置一个初始值；
S20，在发射端发送一个测试信号；
S30，在接收端估计信道的频率响应，进一步计算均衡信号的信噪比并记录下来；
S40，调整S10中模数转换模块的时钟相位，获得不同延迟或提前采样的接收信号；
S50，重复步骤S20-S40，确定对应到最大信噪比的时钟相位。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述S40中通过离线静态校准或在线自适应校准来调整接收端模数转换模块的时钟相位。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述S10，对接收端中第二路的模数转换模块的时钟相位设置一个初始值，其中第一路的模数转换模块的时钟相位固定为0。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述S20，在发射端发送一个测试信号，包括以下步骤：
S21，输入的测试信号比特经过编码调制模块进行编码和调制映射到符号，对应的符号速率为1/Ts，符号流经过串并变换模块被分成两路并行的半速率符号流，其傅里叶变换表示为S1(ej2ω)和S2(ej2ω)；
S22，两路数字符号分别经过数模变换模块转换为模拟信号
Figure FDA0002963220240000021
和
Figure FDA0002963220240000022
对应的采样速率为1/2Ts，其中，ω和f分别表示数字频率和模拟频率，ω＝2πfTs；
S23，两路模拟信号分别经过两路脉冲成型滤波器进行双脉冲成型，其中，利用带宽为(1+β)/2Ts的根升余弦脉冲hRRC(t)和hRRC(t-Ts)分别作为两路脉冲成型滤波器的成型脉冲，这里hRRC(t)对应的频域响应HRRC(f)表示为
Figure FDA0002963220240000023
其中，0≤β≤1表示脉冲成型滤波器的滚降系数，两路成型脉冲经过合并后通过发射滤波器输出发射测试信号。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述S30，在接收端估计信道的频率响应，进一步计算均衡信号的信噪比并记录下来，包括以下步骤：
S31，发射的测试信号经过物理信道后到达接收端，并经过接收滤波器输出；
S32，输出的模拟信号分别经过两路模数转换模块得到两路数字信号，对应的采样速率为1/2Ts，输出的数字信号经过信道估计模块得到数字等价信道的频率响应估计
Figure FDA0002963220240000031
和
Figure FDA0002963220240000032
Figure FDA0002963220240000033
Figure FDA0002963220240000034
其中，
Figure FDA0002963220240000035
和
Figure FDA0002963220240000036
分别表示信号
Figure FDA0002963220240000037
和
Figure FDA0002963220240000038
经过双脉冲成型，接收滤波器以及物理信道构成的模拟等价信道的频域响应估计，(τ+1)Ts表示第二路模数转换模块相对于第一路模数转换模块的采样时延，其中-1≤τ≤1，当发射端的平均功率与接收端噪声功率的比值ρ已知时，在信道估计模块中计算最小均方误差均衡信号的信噪比为：
Figure FDA0002963220240000039
其中，
Figure FDA00029632202400000310
C(ω，τ)＝HH(ω，τ)(H(ω，τ)HH(ω，τ)+I/ρ)-1 (6)
其中，I表示单位矩阵，Tr{·}和{·}H分别表示矩阵的迹和转置共轭。
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