CN112865568A - 一种优化mmc平均开关频率的均压控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种优化MMC平均开关频率的均压控制方法，以子模块轮换数优化方法为核心，将标记投入组与投入组重排序形成重排序组，并从所述重排序组中选择子模块设置为切除，标记投入组中未被选中设置为切除的子模块则设置为投入，有效规避了投入组的个别子模块电压高于或低于切除组个别子模块电压的情况，消除了非必要子模块轮换投切，既能保证电压均衡效果，又能降低MMC***的开关频率。在子模块轮换数优化方法的基础上，本发明通过增加前置判断来决定在实际运行工况下是否需要启动子模块轮换数优化程序，则能进一步降低开关频率。

Description

一种优化MMC平均开关频率的均压控制方法
技术领域
本发明属于电力***输配电技术领域，具体涉及一种优化MMC平均开关频率的均压控制方法。
背景技术
模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)与两电平和三电平换流器不同，采用多个子模块级联的方式，具有扩展性高、输出波形质量高、损耗较低等优点，逐渐成为了高压直流输电领域内的研究热点。随着容量与电压等级的不断提高，高压大容量MMC***中子模块和功率半导体器件的数量也迅速增多，由此导致换流阀运行损耗问题日益凸显。
目前国内外已投运MMC-HVDC***广泛采用最近电平逼近调制(nearest levelmodulation,NLM)和排序均压控制策略。这种方法具有简便易用，可靠性高的优点，尤其适用于电平数高的高压大容量MMC应用领域。但在传统的排序均压策略下，MMC桥臂内子模块根据桥臂参考电压变化和桥臂电流方向快速投切，通过电容充放电实现电容能量的均衡控制。这种方式下，MMC正常运行时微小的电容暂态能量差异会导致大量子模块的高频投切，产生高额的开关损耗，一定程度上制约了该方法的应用。针对上述问题，国内外学者提出了一系列的改进均压方法，包括引入保持因子、能量均衡因子、双保持因子，设置子模块电容电压最大电压偏差阈值，设置子模块电容电压上下限等多种均压策略。
在上述研究的基础上，中科院电工所李子欣等人提出了一种工程实用化的低开关频率均压控制策略，通过固定每个控制周期的模块轮换数实现MMC***开关频率的优化。该方法简单易行，可定量计算开关频率。但由于该方法中每个控制周期的模块轮换数固定，无法针对不同情况下桥臂内子模块的投切状态进行动态调整，会产生不少非必要的子模块轮换投切，其开关频率仍需进一步优化。
发明内容
针对上述技术的不足，本发明提供了一种优化MMC平均开关频率的均压控制方法，解决现有技术无法根据不同情况下桥臂内子模块的投切状态对固定轮换数动态调整，从而造成不必要的子模块轮换投切的技术问题。
为解决上述技术问题，本发明提供一种优化MMC平均开关频率的均压控制方法，包括以下步骤：
对所有子模块电容电压进行排序，将同一桥臂内的子模块分为投入组与切除组；
判断相邻周期调制输出导通模块数差值Δnref是否大于0；若Δnref≥0，表明投入组需要增加|Δnref|个子模块以保证必要投切；若Δnref＜0，表明投入组需要减少|Δnref|个子模块以保证必要投切；
在保证***稳定运行的前提下，即保证必要投切子模块数的前提下，对用于实现均压效果的子模块轮换数进行优化，按如下方式：
当Δnref≥0，根据MMC的充放电状态，在切除组中选Δnref+Nb个电压最小或最大子模块标记投入形成标记投入组，Nb表示固定轮换数；然后将标记投入组与投入组重排序形成重排序组，并从所述重排序组中选择Nb个电压最大或最小子模块设置为切除，标记投入组中未被选中设置为切除的子模块则设置为投入，从而保证必要投切子模块数并实现对子模块轮换数的优化；
当Δnref＜0，根据MMC的充放电状态，在切除组中选Nb个电压最小或最大子模块标记投入形成标记投入组，Nb表示固定轮换数；然后将标记投入组与投入组重排序形成重排序组，并从所述重排序组中选择|Δnref|+Nb个电压最大或最小子模块设置为切除，标记投入组中未被选中设置为切除的子模块则设置为投入，从而保证必要投切子模块数并实现对子模块轮换数的优化。
优选的，在对子模块轮换数优化前，还进行前置判断：
若xmin(k+1)＝xmin(k)，xmax(k+1)＝xmax(k)，ΔUmax(k+1)<ΔUmax(k)三个条件同时满足，则表明电压趋于收敛，那么只进行必要投切；若所述三个条件不能同时满足，则对子模块轮换数进行优化；
其中，xmin(k+1)表示本周期中电容电压最小的子模块编号，xmax(k+1)表示本周期中电容电压最大的子模块编号；xmin(k)表示上周期中电容电压最小的子模块编号，xmax(k+1)表示上周期中电容电压最大的子模块编号；ΔUmax(k+1)表示本周期最大电容电压差值；ΔUmax(k)表示上周期最大电容电压差值。
优选的，当Δnref≥0时，在对切除组标记投入之前，还进行如下判断：判断NOFF≥Δnref+Nb,NON≥Nb是否同时成立；若是，则对切除组标记投入；若否，则进行必要投切；
当Δnref＜0时，在对切除组标记投入之前，还进行如下判断：判断NON≥Δnref+Nb,NOFF≥Nb是否同时成立；若是，则对切除组标记投入；若否，则进行必要投切；
其中，NOFF表示上一周期同一桥臂内切除组的子模块数目；NON表示上一周期同一桥臂内投入组的子模块数目。
与现有技术相比，本发明具有的有益效果包括：
1、由于实际运行工况中，投入组会随着充电或放电过程，出现投入组的个别子模块电压高于或低于切除组个别子模块电压的情况，现有技术中的固定轮换方法完全忽视了实际运行工况，在理想状态下，即投入组的子模块电压均是高于或者低于切除组子模块，以固定轮换数进行轮换，既不利于电压均衡效果，同时又增加了MMC***的开关频率，属于非必要子模块轮换投切。本发明针对现有技术中的固定轮换方法进行改进，将标记投入组与投入组重排序形成重排序组，并从所述重排序组中选择子模块设置为切除，标记投入组中未被选中设置为切除的子模块则设置为投入，有效规避了投入组的个别子模块电压高于或低于切除组个别子模块电压的情况，消除了非必要子模块轮换投切，既能保证电压均衡效果，又能降低MMC***的开关频率。
2、本发明通过判定条件xmin(k+1)＝xmin(k)，xmax(k+1)＝xmax(k)，ΔUmax(k+1)<ΔUmax(k)是否成立，若成立根据子模块电压序列可判断经过一个周期的充放电，子模块最大电容电压差ΔUmax呈减小趋势，子模块电压仍趋于收敛，电压趋于收敛就是子模块电压向给定电压趋近，那么各个子模块电压维持在给定电压附近，就具备了均压效果。只需进行必要轮换，在满足MMC交直流电压输出稳定的前提下，相比现有工程均压方法能够进一步有效的降低开关频率。
3、对切除组标记投入之前进行比较判定，保证程序的顺利运行，同时在不能进行子模块轮换数优化程序时，通过执行必要投切保证必要投切子模块数，从而保证***稳定运行。
附图说明
图1是MMC的拓扑结构示意图；
图2是本具体实施方式中优化MMC平均开关频率的均压控制方法控制流程图；
图3是本具体实施方式中控制流程图电容电压排序逻辑判断后进行必要投切的子模块轮换情况；
图4是本具体实施方式中控制流程图在必要投切+优化轮换1条件下的子模块轮换情况；
图5是本具体实施方式中控制流程图在必要投切+优化轮换2条件下的子模块轮换情况。
具体实施方式
MMC的电路拓扑参考图如图1所示，每个桥臂包括多个子模块，每个子模块包括电容、二极管与IGBT，子模块电压即电容电压。本发明的优化MMC平均开关频率的均压控制方法以子模块轮换数优化方法为核心，消除了非必要子模块轮换投切，既能保证电压均衡效果，又能降低MMC***的开关频率。在子模块轮换数优化方法的基础上，本发明通过增加前置判断来决定在实际运行工况下是否需要启动子模块轮换数优化程序，则能进一步降低开关频率。下面将结合前置判断与子模块轮换数优化进行具体说明。
一种优化MMC平均开关频率的均压控制方法，参考图2所示，包括以下步骤：
步骤1：对所有子模块电容电压进行排序，将同一桥臂内的子模块分为投入组与切除组。参考图2(a)所示，记录本周期与上周期电容电压最大值与最小值的编号分别为：xmax(k+1)、xmin(k+1)、xmax(k)、xmin(k)，相邻两个周期的子模块最大电容电压差值分别为：ΔUmax(k+1)、ΔUmax(k)。判断逻辑当xmin(k+1)＝xmin(k)，xmax(k+1)＝xmax(k)，ΔUmax(k+1)<ΔUmax(k)三个条件同时满足时，只进行必要投切，仅需满足MMC交直流电压输出稳定的子模块投切数目，就能使得***稳定的同时又具备均压效果；若不满足则进行必要投切+优化轮换投切，即进行子模块轮换数优化。
步骤2：必要投切其平均开关频率极低，为MMC开关频率的下限，仅满足MMC交直流输出电压稳定，其逻辑判断流程图见图2(b)。具体的投切情况为：当桥臂电流iarm>0时，判断相邻周期调制输出导通模块数差值Δnref。若Δnref>0，则需在子模块切除组中选取Δnref个电压最小的子模块设置为投入状态。反之，当Δnref<0时，从投入组的子模块中选取Δnref个电压最大的子模块设置为切除状态。当桥臂电流iarm≤0时，若Δnref>0，则需在切除组中选取Δnref个电压最大的子模块设置为投入状态，反之，当Δnref<0时，从投入组中选取Δnref个电压最小的子模块设置为切除状态。
步骤3：必要投切+优化轮换投切。现有工程使用的均压方法通过固定每个控制周期的模块轮换数，在保证均压效果的前提下，有效的降低MMC的平均开关频率。该方法在每个控制周期除了进行必要子模块轮换外，还进行Nb个子模块轮换来保证子模块电压的均衡性。但根据工况与***参数的变化，每个周期Nb个固定轮换数中存在非必要轮换的情况，该轮换即不利于电容电压均衡，又增加了MMC的开关频率。所提出的优化轮换方法在此基础上改进了上述均压方法，消除了相应的非必要轮换情况，该优化方法可根据实时工况与参数变化动态调节轮换个数，显著降低了MMC的平均开关频率。具体优化策略：必要投切+优化轮换1，逻辑判断流程图见图2(c)。当桥臂电流iarm>0、Δnref≥0时，NOFF、NON为上一周期桥臂中切除组与投入组的子模块数，判断NOFF≥Δnref+Nb，NON≥Nb成立时，从切除组中选取Δnref+Nb个电压最小的模块标记为投入，从实际投入与标记投入的子模块中选取Nb个电压最大的模块设置为切除。
步骤4：必要投切+优化轮换1。当桥臂电流iarm>0、Δnref≥0时，判断NOFF≥Δnref+Nb，NON≥Nb不成立时，从切除组中选取Δnref个电压最小的模块设置为投入；
步骤5：必要投切+优化轮换1。当桥臂电流iarm>0、Δnref<0时，判断NON≥Δnref+Nb，NOFF≥Nb成立时，从切除组中选取Nb个电压最小的模块标记为投入，从实际投入与标记投入的子模块中选取Nb+|Δnref|个电压最大的模块设置为切除。
步骤6：必要投切+优化轮换1。当桥臂电流iarm>0、Δnref<0时，判断NON≥Δnref+Nb，NOFF≥Nb不成立时，从投入组中选取|Δnref|个电压最大的模块设置为切除；
步骤7：必要投切+优化轮换2，逻辑判断流程图见图2(d)。当桥臂电流iarm≤0、Δnref≥0时，判断NOFF≥Δnref+Nb，NON≥Nb成立时，从切除组中选取Δnref+Nb个电压最大的子模块标记为投入，从实际投入与标记投入的子模块中选取Nb个电压最小的模块设置为切除；
步骤8：必要投切+优化轮换2。当桥臂电流iarm≤0、Δnref≥0时，判断NOFF≥Δnref+Nb，NON≥Nb不成立时，从切除组中选取Δnref个电压最大的子模块设置为投入；
步骤9：必要投切+优化轮换2。当桥臂电流iarm≤0、Δnref<0时，判断NON≥Δnref+Nb，NOFF≥Nb成立时，从切除组中选取Nb个电压最大的模块标记为投入，从实际投入与标记投入的子模块中选取Nb+|Δnref|个电压最小的模块设置为切除。
步骤10：必要投切+优化轮换2。当桥臂电流iarm≤0、Δnref<0时，判断NON≥Δnref+Nb，NOFF≥Nb不成立时，从投入的子模块中选取|Δnref|个电压最小的模块设置为切除。
本具体实施方式中，如图2(a)中的判断逻辑，记录本周期与上周期电容电压最大值与最小值的编号及桥臂子模块最大电容电压差值分别为：xmin(k+1)、xmax(k+1)、xmin(k)、xmax(k)、ΔUmax(k+1)、ΔUmax(k)。当xmin(k+1)＝xmin(k)，xmax(k+1)＝xmax(k)，ΔUmax(k+1)<ΔUmax(k)三个条件同时满足时，只进行必要投切。根据判定条件，桥臂内电容电压最大值与最小值对应的子模块编号与上一周期编号相同，经过一个周期的充电(或放电)，桥臂内子模块电压序列会发生变化，此时传统均压方法需进行Nb个子模块轮换。假设此时桥臂电流iarm>0，若不进行轮换，根据子模块电压序列可知，经过一个周期的充电，子模块最大电容电压差ΔUmax呈减小趋势，子模块电压仍趋于稳定。桥臂电流iarm≤0的情况与此类似。此时的固定轮换数无益于均压效果的同时，增加了MMC***的开关频率。经过逻辑判断后选择只进行必要轮换，在满足MMC交直流电压输出稳定的前提下，相比现有工程的均压方法可有效的降低开关频率，其子模块在该判定条件下的轮换情况如图3所示，轮换结果显示在上述条件下只进行必要轮换其子模块电容仍趋于收敛。
本具体实施方式中，必要投切+优化轮换1的逻辑判断流程图如图2(c)所示。NOFF、NON分别为上一周期同一桥臂切除组与投入组的子模块数目。当桥臂电流iarm>0、Δnref≥0时，判断NOFF≥Δnref+Nb，NON≥Nb成立时，现有工程实用化固定轮换均压方法选择在切除组中选取Δnref+Nb个电容电压最小的模块投入，在投入组中选取Nb个电容电压最大的模块切除，根据MMC运行工况及***参数的不同，存在切除组中选取的Δnref+Nb个子模块电容电压大于投入组中选取的Nb个子模块电容电压的情况。此时若进行的固定子模块轮换会增大桥臂子模块电压差，不利于电压均衡效果，同时增加了MMC***的开关频率，属于非必要子模块轮换投切。提出的优化MMC平均开关频率的均压控制方法选择从切除组中选取Δnref+Nb个电压最小的模块标记为投入，从实际投入与标记投入的子模块中选取Nb个电压最大的模块设置为切除。有效的规避了切除组中选取的Δnref+Nb个子模块电容电压大于投入组中选取的Nb个子模块电容电压这一情况，消除了非必要子模块轮换投切，可降低MMC***的开关频率。
当桥臂电流iarm>0、Δnref<0时，判断NON≥Δnref+Nb，NOFF≥Nb成立时，现有工程实用化固定轮换均压方法选择在切除组中选取Nb个电容电压最小的模块投入，在投入组中选取|Δnref|+Nb个电容电压最大的模块切除，根据MMC运行工况及***参数的不同，存在切除组中选取的Nb个子模块电容电压大于投入组中选取的|Δnref|+Nb个子模块电容电压的情况。此时进行的子模块固定轮换不利于桥臂子模块电压均衡效果，同时增加了MMC***的开关频率，属于非必要子模块轮换投切。提出的优化MMC平均开关频率的均压控制方法选择从切除组中选取Nb个电压最小的模块标记为投入，从实际投入与标记投入的子模块中选取Nb+|Δnref|个电压最大的模块设置为切除。有效的规避了切除组中选取的Nb个子模块电容电压大于投入组中选取的|Δnref|+Nb个子模块电容电压的情况，消除了非必要子模块轮换投切，可降低MMC***的开关频率。其子模块在该判定条件下的轮换情况如图4所示，比较现有工程实用化固定轮换均压控制方法，提出的优化均压控制方法有效的规避了现有方法中存在的非必要轮换情况，进一步降低了MMC的开关频率。
本具体实施方式中，必要投切+优化轮换2的逻辑判断流程图如图2(d)所示。NOFF、NON分别为上一周期同一桥臂内切除组与投入组的子模块数目，必要投切+优化轮换1。当桥臂电流iarm≤0、Δnref>0时，判断NOFF≥Δnref+Nb，NON≥Nb成立时，现有工程实用化固定轮换均压方法选择在切除组中选取|Δnref|+Nb个电容电压最大的模块投入，在投入组中选取Nb个电容电压最大的模块切除，根据MMC运行工况及***参数的不同，存在切除组中选取的|Δnref|+Nb个子模块电容电压小于投入组中选取的Nb个子模块电容电压的情况。此时进行的子模块固定轮换不利于桥臂子模块电压均衡效果，同时增加了MMC***的开关频率，属于非必要子模块轮换投切。提出的优化MMC平均开关频率的均压控制方法选择从切除组中选取|Δnref|+Nb个电压最小的模块标记为投入，从实际投入与标记投入的子模块中选取Nb个电压最大的模块设置为切除。有效的规避了切除组中选取的|Δnref|+Nb个子模块电容电压小于投入组中选取的Nb个子模块电容电压的情况，消除了非必要子模块轮换投切，可降低MMC***的开关频率。
当桥臂电流iarm≤0、Δnref<0时，判断NON≥Δnref+Nb，NOFF≥Nb成立时，现有工程实用化固定轮换均压方法选择在切除组中选取Nb个电容电压最大的模块投入，在投入组中选取|Δnref|+Nb个电容电压最小的模块切除，根据MMC运行工况及***参数的不同，存在切除组中选取的Nb个子模块电容电压小于投入组中选取的|Δnref|+Nb个子模块电容电压的情况。此时进行的子模块固定轮换不利于桥臂子模块电压均衡效果，同时该轮换增加了MMC***的平均开关频率，属于非必要子模块轮换投切。提出的优化MMC平均开关频率的均压控制方法选择从切除组中选取Nb个电压最大的模块标记为投入，从实际投入与标记投入的子模块中选取Nb+|Δnref|个电压最小的模块设置为切除。有效的规避了切除组中选取的Nb个子模块电容电压小于投入组中选取的|Δnref|+Nb个子模块电容电压的情况，消除了非必要子模块轮换投切，可降低MMC***的平均开关频率。其子模块在该判定条件下的轮换情况如图5所示，比较现有工程实用化固定轮换均压控制方法，提出的优化均压控制方法可有效规避现有方法中存在的非必要轮换情况，进一步降低MMC的开关频率。

Claims (7)

1.一种优化MMC平均开关频率的均压控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
对所有子模块电容电压进行排序，将同一桥臂内的子模块分为投入组与切除组；
判断相邻周期调制输出导通模块数差值Δnref是否大于0；若Δnref≥0，表明投入组需要增加|Δnref|个子模块以保证必要投切；若Δnref＜0，表明投入组需要减少|Δnref|个子模块以保证必要投切；
在保证***稳定运行的前提下，即保证必要投切子模块数的前提下，对用于实现均压效果的子模块轮换数进行优化，按如下方式：
当Δnref≥0，根据MMC的充放电状态，在切除组中选Δnref+Nb个电压最小或最大子模块标记投入形成标记投入组，Nb表示固定轮换数；然后将标记投入组与投入组重排序形成重排序组，并从所述重排序组中选择Nb个电压最大或最小子模块设置为切除，标记投入组中未被选中设置为切除的子模块则设置为投入，从而保证必要投切子模块数并实现对子模块轮换数的优化；
当Δnref＜0，根据MMC的充放电状态，在切除组中选Nb个电压最小或最大子模块标记投入形成标记投入组，Nb表示固定轮换数；然后将标记投入组与投入组重排序形成重排序组，并从所述重排序组中选择|Δnref|+Nb个电压最大或最小子模块设置为切除，标记投入组中未被选中设置为切除的子模块则设置为投入，从而保证必要投切子模块数并实现对子模块轮换数的优化。
2.根据权利要求1所述的优化MMC平均开关频率的均压控制方法，其特征在于：当桥臂电流iarm＞0时，表明MMC为充电状态，且当Δnref≥0，切除组中选Δnref+Nb个电压最小子模块形成标记投入组，并且在重排序组中选择Nb个电压最大子模块设置为切除；
当桥臂电流iarm＞0时，表明MMC为充电状态，且当Δnref＜0时，切除组中选Nb个电压最小子模块形成标记投入组，并且在重排序组中选择|Δnref|+Nb个电压最大子模块设置为切除。
3.根据权利要求1所述的优化MMC平均开关频率的均压控制方法，其特征在于：当桥臂电流iarm＜0时，表明MMC为放电状态，且当Δnref≥0时，切除组中选Δnref+Nb个电压最大子模块形成标记投入组，并且在重排序组中选择Nb个电压最小子模块设置为切除；
当桥臂电流iarm＜0时，表明MMC为放电状态，且当Δnref＜0时，切除组中选Nb个电压最大子模块形成标记投入组，并且在重排序组中选择|Δnref|+Nb个电压最小子模块设置为切除。
4.根据权利要求1所述的优化MMC平均开关频率的均压控制方法，其特征在于：在对子模块轮换数优化前，还进行前置判断：
若xmin(k+1)＝xmin(k)，xmax(k+1)＝xmax(k)，ΔUmax(k+1)<ΔUmax(k)三个条件同时满足，则表明电压趋于收敛，那么只进行必要投切；若所述三个条件不能同时满足，则对子模块轮换数进行优化；
其中，xmin(k+1)表示本周期中电容电压最小的子模块编号，xmax(k+1)表示本周期中电容电压最大的子模块编号；xmin(k)表示上一周期中电容电压最小的子模块编号，xmax(k+1)表示上一周期中电容电压最大的子模块编号；ΔUmax(k+1)表示本周期最大电容电压差值；ΔUmax(k)表示上周期最大电容电压差值。
5.根据权利要求1所述的优化MMC平均开关频率的均压控制方法，其特征在于：当Δnref≥0时，在对切除组标记投入之前，还进行如下判断：判断NOFF≥Δnref+Nb,NON≥Nb是否同时成立；若是，则对切除组标记投入；若否，则进行必要投切；
当Δnref＜0时，在对切除组标记投入之前，还进行如下判断：判断NON≥Δnref+Nb,NOFF≥Nb是否同时成立；若是，则对切除组标记投入；若否，则进行必要投切；
其中，NOFF表示上一周期同一桥臂内切除组的子模块数目；NON表示上一周期同一桥臂内投入组的子模块数目。
6.据权利要求1或4所述的优化MMC平均开关频率的均压控制方法，其特征在于：当桥臂电流iarm＞0，且Δnref≥0时，通过在切除组中选Δnref个电压最小子模块设置为投入，以实现必要投切；
当桥臂电流iarm＞0，且Δnref＜0时，通过在投入组中选|Δnref|个电压最大子模块设置为切除，以实现必要投切。
7.据权利要求1或4所述的优化MMC平均开关频率的均压控制方法，其特征在于：当桥臂电流iarm＜0，且Δnref≥0时，通过在切除组中选Δnref个电压最大子模块设置为投入，以实现必要投切；
当桥臂电流iarm＜0，且Δnref＜0时，通过在投入组中选|Δnref|个电压最小子模块设置为切除，以实现必要投切。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116316942A (zh) * 2022-12-02 2023-06-23 中兴通讯股份有限公司 储能***、充放电均衡方法、终端设备及计算机存储介质

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103560687A (zh) * 2013-09-27 2014-02-05 株洲变流技术国家工程研究中心有限公司 模块化多电平变流器***，及其控制***和控制方法
CN104901569A (zh) * 2015-05-20 2015-09-09 中国科学院电工研究所 基于模糊控制的模块化多电平换流器均压方法
CN106301043A (zh) * 2016-10-12 2017-01-04 国网浙江省电力公司电力科学研究院 一种模块化多电平半桥换流器
CN109713923A (zh) * 2018-12-10 2019-05-03 西安理工大学 一种优化的mmc子模块电容电压动态均衡控制方法
US20190173392A1 (en) * 2016-08-05 2019-06-06 Nr Electric Co., Ltd Reconfigurable mmc sub-module unit and control unit thereof
CN111277149A (zh) * 2020-02-26 2020-06-12 上海理工大学 一种模块化多电平变换器电容电压优化控制方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103560687A (zh) * 2013-09-27 2014-02-05 株洲变流技术国家工程研究中心有限公司 模块化多电平变流器***，及其控制***和控制方法
CN104901569A (zh) * 2015-05-20 2015-09-09 中国科学院电工研究所 基于模糊控制的模块化多电平换流器均压方法
US20190173392A1 (en) * 2016-08-05 2019-06-06 Nr Electric Co., Ltd Reconfigurable mmc sub-module unit and control unit thereof
CN106301043A (zh) * 2016-10-12 2017-01-04 国网浙江省电力公司电力科学研究院 一种模块化多电平半桥换流器
CN109713923A (zh) * 2018-12-10 2019-05-03 西安理工大学 一种优化的mmc子模块电容电压动态均衡控制方法
CN111277149A (zh) * 2020-02-26 2020-06-12 上海理工大学 一种模块化多电平变换器电容电压优化控制方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116316942A (zh) * 2022-12-02 2023-06-23 中兴通讯股份有限公司 储能***、充放电均衡方法、终端设备及计算机存储介质
CN116316942B (zh) * 2022-12-02 2023-12-19 中兴通讯股份有限公司 储能***、充放电均衡方法、终端设备及计算机存储介质

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