CN112865549A - 一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法 - Google Patents

一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，基于包括原边电流采样模块，采样电流计算模块，误差计算模块，PID模块以及PWM驱动模块的控制***实现，该控制***与受控的反激变换器构成闭环；原边电流采样模块通过在反激变换器的原边串联电阻，得到整流后的原边电流、续流管刚导通时电阻的电压与主功率管刚导通时电阻的电压，经由采样电流计算模块、误差计算模块、PID模块和PWM驱动模块产生主功率管的控制信号。该发明能在负载或输入电压变化时稳定输出电流，同时不需要增加额外的光耦、隔离运放等器件，可降低成本、减小电路体积。

Description

一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源，尤其涉及一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法。
技术背景
随着近些年全球变暖的趋势以及地球资源的不断减少，能源问题逐渐成为人们最为关注的问题之一。每年消耗在建筑物上面的电能都是一个庞大数字，而建筑物的照明是电能的主要消耗之一，如何提高照明效率是目前的主要问题。
近些年里，发光二极管由于其高发光效率逐渐成为主流的光源。此外，由于其独特的物理结构、光学电学特性，与其他传统光源相比，发光二极管具有非常大的优势。而二极管的驱动器在控制能量效率中起着非常重要的作用，所以可以通过对驱动器电路适当地改进优化来进一步提高***效率。传统的LED驱动***基于单级或两级驱动器。单级LED驱动器是具有恒定输出电流的dc/dc转换器，同时可以实现功率因数校正(Power FatorCorrection，PFC)，而两级***则由PFC电路和dc/dc转换器组成。此外，由于LED的独特特性，dc/dc转换器中始终需要包含电流环路，以便获得恒定电流控制。在采用几串LED的应用中，可能还需要电流平衡级。
LED中常用的dc/dc转换器根据其拓扑结构分为隔离类和非隔离类，取决于是否使用带电隔离的转换器。对于基本的隔离拓扑，主要电路通常是反激、正激、推挽、半桥和全桥；而非隔离式转换器通常有Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、SEPIC和Zeta。这其中反激和Buck都是典型的单级转换器，他们在很多低功率或中等功率水平的应用中使用，当需要隔离时一般采用反激变换器。
但传统的反激变换器其电压和电流应力都很高，所以采用新型的不对称半桥反激变换器。与传统的反激变换器相比，不对称半桥反激变换器既具有较低的电压应力，同时又能够利用漏感的能量来实现开关管的零电压开启，实现了高效率，从而获得了普及。它也可以通过脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制实现输出电流的恒定。脉冲宽度调制是能够对模拟电路中的电流大小进行精确控制的一种非常有效的技术。脉冲宽度调制可以根据负载的变化，控制电路中通过被控电流与基准电流的差值进行闭环反馈，再通过一系列的补偿电路和驱动电路调节开关管栅极或基极的偏置，以此来实现开关电源中开关管的导通时间的改变，这就会使得电路中的电流大小得到改变，即可以通过PWM来控制输出电流在工作条件变化时仍能保持恒定。
对于不对称半桥反激变换器大多采用的恒流闭环控制方法都是从次级回路直接进行电流采样，这就需要光耦、隔离运放等额外器件，而这些器件都有着很多缺点，比如：1)增加了成本和电路体积；2)当光耦直接用于隔离传输模拟量的时候，需要考虑光耦的非线性，这就大大增加了电路设计的难度；3)光耦的传输延迟较大，为保证开关管的开通于关断的精确性，必须使各路的结构参数一致，使各路的延迟一致，这也增加了电路设计的难度。
发明内容
发明目的：为克服现有技术的局限以及不足，本发明提出了一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，可以在负载或输入电压变化时，稳定输出电流，同时不需要增加额外的光耦、隔离运放等器件，能降低成本、减小电路体积。
技术方案：为实现上述目的，本发明的一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法采用如下技术方案：
一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，基于包括原边电流采样模块、采样电流计算模块、误差计算模块、PID模块以及PWM驱动模块的控制***实现，该控制***与受控的非对称半桥反激变换器连接起来构成一个闭环；
原边电流采样模块得到整流后的原边电流、续流管刚导通时电阻的电压与主功率管刚导通时电阻的电压，输出给采样电流计算模块，同时将整流后的原边电流输出给PWM驱动模块；采样电流计算模块根据整流后的原边电流、续流管刚导通时电阻的电压、主功率管刚导通时电阻的电压计算得到输出电流计算值，输出给误差计算模块；误差计算模块的输入信号为基准电流和输出电流计算值，通过计算得到误差信号，输出给PID模块；PID模块对误差信号进行补偿后得到补偿结果，输出给PWM驱动模块；PWM驱动模块输入为整流后的原边电流与补偿结果，输出主功率管和续流管的控制信号。
其中，
所述原边电流采样模块包括有源整流器和采样保持电路；通过在反激变换器的原边串联电阻，采样得到电阻两端电压，流过电阻的电流即为原边电流，电阻两端电压经过有源整流器整流之后得到整流后的原边电流；测量得到续流管刚导通时电阻的电压与主功率管刚导通时电阻的电压，并通过采样保持电路保持电压。
所述有源整流器结构为：第一开关和第三开关共同连接到电阻两端电压，第一开关另一端连接到第二开关一端以及保持电容一端，第三开关另一端连接到第四开关一端以及保持电容另一端，第二开关另一端和第四开关另一端共同接地，保持电容两端分别连接到差分放大器的两个输入端；当第一开关与第四开关接通时，将正的电压输出给保持电容，当第二开关与第三开关接通时，将负的电压输出给保持电容；差分放大器将保持电容两端的浮动电压信号转换为以地为参考的信号，输出整流后的原边电流。
所述采样电流计算模块由续流管的栅源驱动电压进行控制，当续流管开启时，整流后的原边电流通过RC滤波器得到其在续流管导通时间内的整流后的原边电流平均值；同时将续流管刚导通时电阻的电压、主功率管刚导通时电阻的电压通过减法器与分压电路得到励磁电流平均值，计算公式为：Vim_avg＝(Vim1-Vim2)/2，其中Vim1是续流管Q2刚导通时电阻R5的电压，Vim2是主功率管Q1刚导通时电阻R5的电压；最后将整流后的原边电流平均值与励磁电流平均值通过减法器得到输出电流计算值。
所述误差计算模块采用减法器计算出基准电流减去输出电流计算值的差值，得到误差信号，输出给PID模块。
所述PID模块采用PI补偿器对误差信号进行补偿，得到补偿结果。
所述PWM驱动模块包括PWM模块和驱动单元，PWM模块输入整流后的原边电流与补偿结果，输出主功率管的关断信号给驱动单元驱动主功率管；当主功率管导通时，原边电流与励磁电流持续上升，整流后的原边电流也处于上升的过程中，当其大于补偿结果时，输出关断信号为正信号，主功率管关闭，经过固定的死区时间后，续流管导通；续流管是固定导通时间控制模式，当其经过导通时间后关闭，同时经过固定死区时间后再次打开主功率管；通过控制主功率管的开关时间，同时改变谐振状态，从而调整励磁电流与原边电流的差值，实现控制输出到副边的电流。
有益效果：本发明的优点及显著效果：
1、本发明所采用的开关电源为非对称半桥反激变换器，相较于有源钳位反激变换器，非对称半桥反激变换器具有更高的功率密度与更低的成本，而且通过谐振电感与谐振电容之间的谐振，实现了原边开关管的零电压开关(Zero Voltage Switch，ZVS)与副边开关管的零电流开关(Zero Current Switch，ZCS)，同时其主功率管与续流管的电压应力更低，给电路的设计留下了更大的裕量；
2、本发明对于输出电流的采样是选择在原边通过串接一个电阻，并测量其两端电压值来实现对于输出电流的计算，这就使得电路不需要光耦、隔离运放等额外器件，减小了电路的体积，同时降低了成本，还保护了电路免受由线路电涌或接地回路引起的高电压和大电流损害；
3、本发明所提出的恒流控制方法能够很好地跟踪参考电流，使得产生的补偿信号准确快速，同时保证输出电流能够更快的得到稳定。
附图说明
图1是非对称半桥反激变换器的拓扑图；
图2是非对称半桥反激变换器稳态时的关键波形图；
图3是图2中t2～t3阶段的谐振等效电路图；
图4是图2中t3～t4阶段的谐振等效电路图；
图5是本发明的***结构框图；
图6a是原边电流采样模块中的有源整流器，图6b是原边电流采样模块中的采样保持电路；
图7是采样电流计算模块图；
图8是重载切轻载的示意图；
图9是轻载切重载的示意图。
图中有：主功率管Q1，续流管Q2，输入电压Vin，副边开关管D1，主功率管Q1的输出电容Coss1，续流管Q2的输出电容Coss2，谐振电感Lr，谐振电容Cr，励磁电感Lm，电阻R5，电阻R5两端电压V5，整流后的原边电流Vir_rec，续流管Q2刚导通时电阻R5的电压Vim1，主功率管Q1刚导通时电阻R5的电压Vim2，整流后的原边电流Vir_rec平均值Vir_avg，励磁电流Im平均值Vim_avg，输出电流Io计算值Io_cal，基准电流Iref，误差信号e1，补偿结果Vc，主功率管Q1的关断信号S1，副边开关管D1的输出电容等效到原边的电容Cps，谐振电容Cr两端电压Vcr，输出电流Io，输出电压Vo；
第一开关Sx1，第二开关Sx2，第三开关Sx3，第四开关Sx4，保持电容Cx；主功率管Q1的栅源驱动电压Vgs1，续流管Q2的栅源驱动电压Vgs2。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明，下面将结合附图及实施例，对本发明地技术方案进行清楚、完整地描述。
图1为非对称半桥反激变换器的拓扑图，下面将结合其关键波形图即图2，简要介绍其稳态工作时的一个完整周期，图中Vgs1为主功率管Q1的栅源驱动电压，Vgs2为续流管Q2的栅源驱动电压，Io为输出电流。
第一阶段为t1～t2，主功率管Q1开启，续流管Q2被输入电压Vin钳位，同时副边开关管D1处于关闭状态，能量存储于变压器中，励磁电流Im与原边电流Ir一起线性增加，这个状态持续到t2，即主功率管Q1关闭时。
第二阶段为t2～t3，t2时刻，主功率管Q1关闭，从图2中可以看出在主功率管Q1关闭后的瞬间，原边电流Ir出现电流骤降，这是由于t2时间之后，副边开关管D1导通，副边出现电流，这就使得励磁电感Lm被输出电压Vo等效到原边的电压-nVo钳位，其中n为变压器原边和副边的匝数比，同时副边开关管D1的输出电容等效到原边的电容Cps会与原边的主功率管Q1的输出电容Coss1、续流管Q2的输出电容Coss2共享电流，因此原边电流Ir会出现骤降。且此时原边的谐振发生在谐振电感Lr、主功率管Q1的输出电容Coss1、续流管Q2的输出电容Coss2和副边开关管D1的输出电容等效到原边的电容Cps之间，此时谐振电容Cr两端电压Vcr几乎无改变，因此可认为谐振电容Cr是一电压值为Vcr的电压源，谐振等效电路图见图3。
第三阶段为t3～t4，t3时刻，续流管Q2导通。此期间，原边谐振发生于谐振电感Lr与谐振电容Cr之间，同时励磁电感Lm仍被输出电压Vo等效到原边的电压-nVo钳位，因此励磁电流Im以-nVo/Lm的斜率下降，励磁电流Im与原边电流Ir之间的差值通过变压器传递到副边侧，谐振等效电路图见图4。
第四阶段为t4～t5，t4时刻，续流管Q2关闭，此时发生谐振的器件同第二阶段一样，但谐振初始条件发生了改变。
一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法如图5所示，基于包括原边电流采样模块，采样电流计算模块，误差计算模块，PID模块以及PWM驱动模块的控制***实现，该控制***与受控的非对称半桥反激变换器连接起来构成一个闭环。
原边电流采样模块在反激变换器的原边串联电阻R5，采样得到电阻R5两端电压V5，进而得到整流后的原边电流Vir_rec、续流管Q2刚导通时电阻R5的电压Vim1以及主功率管Q1刚导通时电阻R5的电压Vim2，将其输出给采样电流计算模块，同时将整流后的原边电流Vir_rec输出给PWM驱动模块；采样电流计算模块根据整流后的原边电流Vir_rec、续流管Q2刚导通时电阻R5的电压Vim1、主功率管Q1刚导通时电阻R5的电压Vim2计算得到输出电流Io计算值Io_cal，并输出给误差计算模块；误差计算模块的输入信号为基准电流Iref和输出电流Io计算值Io_cal，通过计算得到误差信号e1，输出给PID模块；PID模块对误差信号e1进行补偿后得到补偿结果Vc，输出给PWM驱动模块；PWM驱动模块输入为整流后的原边电流Vir_rec与补偿结果Vc，输出主功率管Q1和续流管Q2的控制信号。
各模块具体介绍如下：
原边电流采样模块包括有源整流器和采样保持电路：在反激变换器的原边串接电阻R5，可以通过电阻R5两端电压V5的信息得到流过电阻R5的电流值，而流过电阻R5的电流即为原边电流Ir，将电阻R5两端电压V5通过有源整流器之后得到整流后的原边电流Vir_rec，同时由于励磁电感Lm在续流管Q2导通时被-nVo钳位，励磁电流Im呈线性下降，所以可得到续流管Q2刚导通时电阻R5的电压Vim1以及主功率管Q1刚导通时电阻R5的电压Vim2。
图6(a)为原边电流采样模块中的有源整流器，结构为：第一开关Sx1和第三开关Sx3共同连接到电阻R5两端电压V5，第一开关Sx1另一端连接到第二开关Sx2一端以及保持电容Cx一端，第三开关Sx3另一端连接到第四开关Sx4一端以及保持电容Cx另一端，第二开关Sx2另一端和第四开关Sx4另一端共同接地，保持电容Cx两端分别连接到差分放大器两端。当第一开关Sx1与第四开关Sx4接通时，将正的电压输出给保持电容Cx，当第二开关Sx2与第三开关Sx3接通时，将负的电压输出给保持电容Cx，差分放大器电路将保持电容Cx两端的浮动电压信号转换为以地为参考的信号，差分放大器输出整流后的原边电流Vir_rec。使用有源整流器而不是基于二极管的整流器有两个优点：首先，只需要一个引脚即可获得输入信号；其次，有源开关两端的压降要小得多，使得整流得到的电流更准确，这对于准确采样非常重要。
图6(b)为原边电流采样模块中的采样保持电路，续流管Q2刚导通时电阻R5的电压Vim1由主功率管Q1的栅源驱动电压Vgs1的下降沿触发，主功率管Q1刚导通时电阻R5的电压Vim2由续流管Q2的栅源驱动电压Vgs2的下降沿触发，通过一个电容来对电压进行保持，用于后续对励磁电流Im平均值Vim_avg的计算。
采样电流计算模块的实现方法如图7所示，该模块由续流管Q2的栅源驱动电压Vgs2进行控制，当续流管Q2开启时，整流后的原边电流Vir_rec通过RC滤波器得到其在续流管Q2导通时间Tq上的整流后的原边电流Vir_rec平均值Vir_avg；同时将续流管Q2刚导通时电阻R5的电压Vim1、主功率管Q1刚导通时电阻R5的电压Vim2通过减法器与分压电路得到励磁电流Im平均值Vim_avg，计算公式为Vim_avg＝(Vim1-Vim2)/2；最后将整流后的原边电流Vir_rec平均值Vir_avg与励磁电流Im平均值Vim_avg通过减法器得到输出电流Io计算值Io_cal。
误差计算模块采用减法器计算出基准电流Iref减去输出电流Io计算值Io_cal的差值，即为当前的误差信号e1，将其输出给PID模块。
PID模块采用PI补偿器对误差信号e1进行补偿，通过补偿网络之后得到补偿结果Vc，输出给PWM驱动模块。
PWM驱动模块包括PWM模块和驱动单元，PWM模块的输入为整流后的原边电流Vir_rec与补偿结果Vc，输出主功率管Q1的关断信号S1给驱动单元驱动主功率管Q1。当主功率管Q1导通时，原边电流Ir与励磁电流Im持续上升，整流后的原边电流Vir_rec也处于上升的过程中，当其大于补偿结果Vc时，输出关断信号S1为正信号，用于将主功率管Q1关闭，经过一段固定的死区时间后，续流管Q2导通；由于续流管Q2是固定导通时间控制模式，所以当其导通时间Tq之后，将其关闭同时经过一段固定死区时间后再次打开主功率管Q1。通过以上控制主功率管Q1开关时间的长短，同时改变谐振状态，从而调整励磁电流Im与原边电流Ir的差值的大小，达到控制输出到副边侧能量的目的，实现环路控制；然后再次对原边电流进行采样，并重复以上过程进行循环控制主功率管Q1的开启与关断，以使***更加稳定，从而实现电源的恒流控制。
图8为重载切轻载的示意图，对于恒流源，当负载由重载切换为轻载时，其输出电流相较于稳态输出电流会上升，从而无法保证恒流，而通过本发明的控制方法可以通过减小主功率管Q1的开通时间从而降低输出电流Io的大小。当输出电流Io变大时，通过采样模块得到的输出电流Io计算值Io_cal的值就会偏大，则误差计算模块通过基准电流Iref与输出电流Io计算值Io_cal相减得到的误差信号e1会减小，再通过PID模块补偿网络得到的补偿结果Vc也会减小，最后再通过PWM驱动模块时，主功率管Q1开启，电阻R5两端电压V5处于上升阶段时，由于补偿结果Vc减小，电阻R5两端电压V5会相较于平衡时提前达到补偿结果Vc，则会提前输出主功率管Q1的关断信号S1的正信号，由此使得励磁电流Im与原边电流Ir的差值减小，则其传递到副边的电流也会降低，即输出电流Io降低，使其恢复到恒流的大小。
图9为轻载切重载的示意图，对于恒流源，当负载由轻载切换为重载时，其输出电流相较于稳态输出电流会下降，从而无法保证恒流，而通过本发明的控制方法可以通过增加主功率管Q1的开通时间从而增加输出电流Io的大小。当输出电流Io变小时，通过采样模块得到的输出电流Io计算值Io_cal的值就会偏小，则误差计算模块通过基准电流Iref与输出电流Io计算值Io_cal相减得到的误差信号e1会增大，再通过PID模块的补偿网络得到的补偿结果Vc也会增大，最后再通过PWM驱动模块时，电阻R5两端电压V5会相较于平衡时更迟才会达到补偿结果Vc，则会使得主功率管Q1的关断信号S1的正信号更迟地输出，由此使得励磁电流Im与原边电流Ir的差值增大，则其传递到副边的电流也会增大，即增大输出电流Io，使其恢复到恒流时的大小。
以上内容是结合图示对本发明所做的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明，在此描述的本发明可以有很多变化，这些变化不能人为偏离本发明的精神和范围。因此，对于本领域技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，其特征在于，基于包括原边电流采样模块、采样电流计算模块、误差计算模块、PID模块以及PWM驱动模块的控制***实现，该控制***与受控的非对称半桥反激变换器连接起来构成一个闭环；
原边电流采样模块得到整流后的原边电流(Vir_rec)、续流管(Q2)刚导通时电阻(R5)的电压(Vim1)与主功率管(Q1)刚导通时电阻(R5)的电压(Vim2)，输出给采样电流计算模块，同时将整流后的原边电流(Vir_rec)输出给PWM驱动模块；采样电流计算模块根据整流后的原边电流(Vir_rec)、续流管(Q2)刚导通时电阻(R5)的电压(Vim1)、主功率管(Q1)刚导通时电阻(R5)的电压(Vim2)计算得到输出电流(Io)计算值(Io_cal)，输出给误差计算模块；误差计算模块的输入信号为基准电流(Iref)和输出电流(Io)计算值(Io_cal)，通过计算得到误差信号(e1)，输出给PID模块；PID模块对误差信号(e1)进行补偿后得到补偿结果(Vc)，输出给PWM驱动模块；PWM驱动模块输入为整流后的原边电流(Vir_rec)与补偿结果(Vc)，输出主功率管(Q1)和续流管(Q2)的控制信号。
2.如权利要求1所述的一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，其特征在于，所述原边电流采样模块包括有源整流器和采样保持电路；通过在反激变换器的原边串联电阻(R5)，采样得到电阻(R5)两端电压(V5)，流过电阻(R5)的电流即为原边电流(Ir)，电阻(R5)两端电压(V5)经过有源整流器整流之后得到整流后的原边电流(Vir_rec)；测量得到续流管(Q2)刚导通时电阻(R5)的电压(Vim1)与主功率管(Q1)刚导通时电阻(R5)的电压(Vim2)，并通过采样保持电路保持电压。
3.如权利要求2所述的一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，其特征在于，所述有源整流器结构为：第一开关(Sx1)和第三开关(Sx3)共同连接到电阻(R5)两端电压(V5)，第一开关(Sx1)另一端连接到第二开关(Sx2)一端以及保持电容(Cx)一端，第三开关(Sx3)另一端连接到第四开关(Sx4)一端以及保持电容(Cx)另一端，第二开关(Sx2)另一端和第四开关(Sx4)另一端共同接地，保持电容(Cx)两端分别连接到差分放大器的两个输入端；当第一开关(Sx1)与第四开关(Sx4)接通时，将正的电压输出给保持电容(Cx)，当第二开关(Sx2)与第三开关(Sx3)接通时，将负的电压输出给保持电容(Cx)；差分放大器将保持电容(Cx)两端的浮动电压信号转换为以地为参考的信号，输出整流后的原边电流(Vir_rec)。
4.如权利要求1所述的一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，其特征在于，所述采样电流计算模块由续流管(Q2)的栅源驱动电压(Vgs2)进行控制，当续流管(Q2)开启时，整流后的原边电流(Vir_rec)通过RC滤波器得到其在续流管(Q2)导通时间(Tq)内的整流后的原边电流(Vir_rec)平均值(Vir_avg)；同时将续流管(Q2)刚导通时电阻(R5)的电压(Vim1)、主功率管(Q1)刚导通时电阻(R5)的电压(Vim2)通过减法器与分压电路得到励磁电流(Im)平均值(Vim_avg)，计算公式为：Vim_avg＝(Vim1-Vim2)/2，其中Vim1是续流管Q2刚导通时电阻R5的电压，Vim2是主功率管Q1刚导通时电阻R5的电压；最后将整流后的原边电流(Vir_rec)平均值(Vir_avg)与励磁电流(Im)平均值(Vim_avg)通过减法器得到输出电流(Io)计算值(Io_cal)。
5.如权利要求1所述的一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，其特征在于，所述误差计算模块采用减法器计算出基准电流(Iref)减去输出电流(Io)计算值(Io_cal)的差值，得到误差信号(e1)，输出给PID模块。
6.如权利要求1所述的一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，其特征在于，所述PID模块采用PI补偿器对误差信号(e1)进行补偿，得到补偿结果(Vc)。
7.如权利要求1所述的一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法，其特征在于，所述PWM驱动模块包括PWM模块和驱动单元，PWM模块输入整流后的原边电流(Vir_rec)与补偿结果(Vc)，输出主功率管(Q1)的关断信号(S1)给驱动单元驱动主功率管(Q1)；当主功率管(Q1)导通时，原边电流(Ir)与励磁电流(Im)持续上升，整流后的原边电流(Vir_rec)也处于上升的过程中，当其大于补偿结果(Vc)时，输出关断信号(S1)为正信号，主功率管(Q1)关闭，经过固定的死区时间后，续流管(Q2)导通；续流管(Q2)是固定导通时间控制模式，当其经过导通时间(Tq)后关闭，同时经过固定死区时间后再次打开主功率管(Q1)；通过控制主功率管(Q1)的开关时间，同时改变谐振状态，从而调整励磁电流(Im)与原边电流(Ir)的差值，实现控制输出到副边的电流。
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