CN112803777A - 具有对称双极性输出的四端口变换器及控制方法 - Google Patents

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CN112803777A CN202110109547.5A CN202110109547A CN112803777A CN 112803777 A CN112803777 A CN 112803777A CN 202110109547 A CN202110109547 A CN 202110109547A CN 112803777 A CN112803777 A CN 112803777A
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Abstract

本发明公开了具有对称双极性输出的四端口变换器及控制方法。当第一输入源功率大于负载功率时，变换器工作于单输入三输出模式，即第一输入源同时给第二输入源充电和负载供电；当第一输入源功率小于负载功率时，第一输入源和第二输入源同时给负载供电。该变换器能够同时输出对称且共地的双极性电压，采用一个变换器即可实现两个功率源和多个负载同时接入***，并能够通过相应的控制实现源和负载之间的能量管理。

Description

具有对称双极性输出的四端口变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是具有对称双极性输出的四端口变换器及控制方法。
背景技术
当今社会发展迅速，对能源的需求与日俱增，化石能源作为不可再生能源，正在逐渐面临枯竭，并且化石能源在释放能量的过程中，会产生大量的二氧化碳、二氧化硫等气体，加重了全球温室效应和环境污染。为了人类社会的可持续发展，世界各国就发展可再生能源，并逐渐取代资源有限、对环境有污染的化石能源达成了共识。与煤炭、石油、天然气等常规能源相比，新能源发电设备输出电能存在间歇性和不稳定性的特点，然而用电设备通常需要稳定且持续的电能。为了解决输入与输出间实时功率不匹配的矛盾，新能源供电***需配备蓄电池或超级电容等储能环节。
新能源供电***至少需要连接以新能源为主电源的单相输入端口、储能环节的双向端口和负载的单向输出端口。传统的连接方案通常经过直流母线耦合多个单独的单向和双向变换器，由此需要大量的功率器件且存在着不同端口间多级能量变换，造成了能量密度低、***效率低和能量管理策略设计复杂等缺点。多端口变换器通过集成多个独立的单/双向变换器，可连接不同电压值的端口并满足其功率流向的需求。相较于采用单向和双向变换器连接输入源、储能端和负载的传统连接方案，多端口变换器有着结构精简、高效率和能量管理统一化等优点。然而，现有的多端口变换器往往只有一个负载端，仅能提供一个电压等级的直流母线，无法满足多个不同电压等级的负载同时接入***的要求，并且还存在输入端口和输出端口之间没有隔离，电压增益有限，可靠性较低等问题。
发明内容
本发明针对上述不足，提出了具有对称双极性输出的四端口变换器。该变换器能够同时输出对称且共地的双极性电压，采用一个变换器即可实现两个功率源和多个负载同时接入***，并能够通过相应的控制实现源和负载之间的能量管理。当第一输入源功率大于负载功率时，变换器工作于单输入三输出模式，即第一输入源同时给第二输入源充电和负载供电；当第一输入源功率小于负载功率时，第一输入源和第二输入源同时给负载供电。
实现本发明目的的第一技术方案为：具有对称双极性输出的四端口变换器，包括第一输入源Vin1和具有充电/放电功能的第二输入源Vin2；第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电；变压器的副边绕组的同名端连接到二极管D1的阳极和二极管D2的阴极，副边绕组的非同名端连接到开关管S5的源极和开关管S6的漏极；D1的阴极和S5的漏极连接到电容Co1的一端，D2的阳极和S6的源极连接到电容Co2的一端，Co1的另一端和Co2的另一端连接到电感Lb的一端，Lb的另一端连接到副边绕组的非同名端；Co1的两端用于连接第一负载，Co2的两端用于连接第二负载。
第二技术方案为：具有对称双极性输出的四端口变换器，包括第一输入源Vin1和具有充电/放电功能的第二输入源Vin2；第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电；变压器的副边绕组的同名端连接到开关管S5的源极和开关管S6的漏极，副边绕组的非同名端连接到二极管D1的阳极和二极管D2的阴极；D1的阴极和S5的漏极连接到电容Co1的一端，D2的阳极和S6的源极连接到电容Co2的一端，Co1的另一端和Co2的另一端连接到电感Lb的一端，Lb的另一端连接到副边绕组的同名端；Co1的两端用于连接第一负载，Co2的两端用于连接第二负载。
第三技术方案为：具有对称双极性输出的四端口变换器，包括第一输入源Vin1和具有充电/放电功能的第二输入源Vin2；第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电；变压器的副边绕组的同名端连接到开关管S5的源极和开关管S6的漏极，副边绕组的非同名端连接到开关管S7的源极和开关管S8的漏极；S5的漏极和S7的漏极连接到电容Co1的一端，S6的源极和S8的源极连接到电容Co2的一端，Co1的另一端和Co2的另一端连接到电感Lb的一端，Lb的另一端连接到副边绕组的非同名端；Co1的两端用于连接第一负载，Co2的两端用于连接第二负载。
第四技术方案为：具有对称双极性输出的四端口变换器，包括第一输入源Vin1和具有充电/放电功能的第二输入源Vin2；第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电；变压器的副边绕组的同名端连接到开关管S5的源极和开关管S6的漏极，副边绕组的非同名端连接到开关管S7的源极和开关管S8的漏极；S5的漏极和S7的漏极连接到电容Co1的一端，S6的源极和S8的源极连接到电容Co2的一端，Co1的另一端和Co2的另一端连接到电感Lb的一端，Lb的另一端连接到副边绕组的同名端；Co1的两端用于连接第一负载，Co2的两端用于连接第二负载。
上述四个技术方案中，实现第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电的原边电路，可以是：第一输入源Vin1的正极连接到电感L1的一端和电感L2的一端，L1的另一端连接到开关管S1的源极、开关管S2的漏极和变压器的原边绕组的同名端，L2的另一端连接到开关管S3的源极、开关管S4的漏极和原边绕组的非同名端；第二输入源Vin2的正极连接到S1的漏极和S3的漏极；第一输入源Vin1的负极和第二输入源Vin2的负极均连接到S2的源极和S4的源极；第一输入源Vin1还并联电容Cin1，第二输入源Vin1还并联电容Cin2。
采用上述原边电路的具有对称双极性输出的四端口变换器，其控制方法为：开关管S1与第二开关管S2互补导通；开关管S3与开关管S4互补导通；开关管S5和开关管S6互补导通，导通占空比为0.5；开关管S1和开关管S3导通占空比大小相等，开关管S2和开关管S4导通占空比大小相等；开关管S3的导通时刻滞后于开关管S1的导通时刻，滞后角度为180°；开关管S6的导通时刻滞后于开关管S1的导通时刻，滞后角度为
Figure BDA0002915549810000021
第一负载和第二负载的输出功率由移相角
Figure BDA0002915549810000022
调节，第一输入源Vin1的输出功率由开关管S1的占空比调节。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1.变换器根据输入输出功率自主切换单输入三输出工作模式和双输入双输出工作模式，不需要额外的控制器。
2.本发明通过一个变换器能够同时实现可再生能源、储能***和双极性输出之间的功率变换和能量管理与控制。
3.变换器的输入和输出端口间电压关系灵活，既可升压又可降压；变换器能够输出对称且共地的双极性电压，应用范围广，可靠性高。
4.采用脉冲宽度调制和移相调制相结合的方法，能够同时实现可再生能源的最大功率点跟踪控制，和双极性负载的恒压控制。
附图说明
图1为第一种具有对称双极性输出的四端口变换器原理图。
图2为第二种具有对称双极性输出的四端口变换器原理图。
图3为第三种具有对称双极性输出的四端口变换器原理图。
图4为第四种具有对称双极性输出的四端口变换器原理图。
图5为另一种原边电路的具有对称双极性输出的四端口变换器原理图。
图6为前四种具有对称双极性输出的四端口变换器的控制电路原理图。
图7为第一种四端口变换器S1～S6的驱动信号及理论波形。
图8为第一种四端口变换器的稳态波形。
图9为第一种四端口变换器的瞬态响应波形。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。
一种具有对称双极性输出的四端口变换器，该变换器能够同时接入第一功率源Vin1、第二功率源Vin2和负载，且能够输出对称且共地的双极性电压，电路器件少，功率密度高，应用范围广，功率管理和控制简单。
如图1所示，第一种具有对称双极性输出的四端口变换器的电路原理图，包括第一功率源Vin1，第二功率源Vin2，正极性输出端口Vo1，负极性输出端口Vo2，第一输入滤波电容Cin1，第二输入滤波电容Cin2，第一输出滤波电容Co1，第二输出滤波电容Co2，第一电感L1，第二电感L2，第三电感Lb，第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4，第五开关管S5，第六开关管S6，第一二极管D1，第二二极管D2，第一负载R1，第二负载R2，隔离变压器。
第一输入源Vin1正极连接第一电感L1、第二电感L2和第一电容Cin1的一端，第一电感L1的另一端分别连接在第一开关管S1和第二开关管S2的串联公共端，以及变压器的原边绕组同名端；第二电感L2的另一端分别连接在第三开关管S3和第四开关管S4的串联公共端，以及变压器的原边绕组非同名端；第一输入源Vin1的负极、第二输入源Vin2的负极、第一电容Cin1的另一端和第二电容Cin2的一端并联，依次连接至第二开关管S2的源极和第四开关管S4的源极；第二输入源Vin2的正极和第二电容Cin2的另一端连接，依次连接至第一开关管S1的漏极和第三开关管S3的漏极。变压器的副边绕组同名端连接在第一二极管D1和第二二极管D2的串联公共端，副边绕组非同名端分别连接在第五开关管S5和第六开关管S6的串联公共端，以及第三电感Lb的一端；所述第三电感Lb的另一端依次连接在第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的串联公共端，以及第一负载R1和第二负载R2的串联公共端；第一二极管D1的阴极依次连接至第五开关管S5漏极、第一输出电容Co1和第一负载R1的另一端；第二二极管D2的阳极依次连接至第六开关管S6源极、第二输出电容Co2和第二负载R2的另一端。
如图2所示，第二种具有对称双极性输出的四端口变换器的电路原理图，包括第一功率源Vin1，第二功率源Vin2，正极性输出端口Vo1，负极性输出端口Vo2，第一输入滤波电容Cin1，第二输入滤波电容Cin2，第一输出滤波电容Co1，第二输出滤波电容Co2，第一电感L1，第二电感L2，第三电感Lb，第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4，第五开关管S5，第六开关管S6，第一二极管D1，第二二极管D2，第一负载R1，第二负载R2，隔离变压器。
第一输入源Vin1正极连接第一电感L1、第二电感L2和第一电容Cin1的一端，第一电感L1的另一端分别连接在第一开关管S1和第二开关管S2的串联公共端，以及变压器的原边绕组同名端；第二电感L2的另一端分别连接在第三开关管S3和第四开关管S4的串联公共端，以及变压器的原边绕组非同名端；第一输入源Vin1的负极、第二输入源Vin2的负极、第一电容Cin1的另一端和第二电容Cin2的一端并联，依次连接至第二开关管S2的源极和第四开关管S4的源极；第二输入源Vin2的正极和第二电容Cin2的另一端连接，依次连接至第一开关管S1的漏极和第三开关管S3的漏极。变压器的副边绕组同名端分别连接在第五开关管S5和第六开关管S6的串联公共端，以及第三电感Lb的一端；所述第三电感Lb的另一端依次连接在第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的串联公共端，以及第一负载R1和第二负载R2的串联公共端；副边绕组非同名端连接在第一二极管D1和第二二极管D2的串联公共端；第五开关管S5漏极依次连接至第一二极管D1的阴极、第一输出电容Co1和第一负载R1的另一端；第六开关管S6源极依次连接至第二二极管D2的阳极、第二输出电容Co2和第二负载R2的另一端。
如图3所示，第三种具有对称双极性输出的四端口变换器的电路原理图，包括第一功率源Vin1，第二功率源Vin2，正极性输出端口Vo1，负极性输出端口Vo2，第一输入滤波电容Cin1，第二输入滤波电容Cin2，第一输出滤波电容Co1，第二输出滤波电容Co2，第一电感L1，第二电感L2，第三电感Lb，第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4，第五开关管S5，第六开关管S6，第七开关管S7，第八开关管S8，第一负载R1，第二负载R2，隔离变压器。
第一输入源Vin1正极连接第一电感L1、第二电感L2和第一电容Cin1的一端，第一电感L1的另一端分别连接在第一开关管S1和第二开关管S2的串联公共端，以及变压器的原边绕组同名端；第二电感L2的另一端分别连接在第三开关管S3和第四开关管S4的串联公共端，以及变压器的原边绕组非同名端；第一输入源Vin1的负极、第二输入源Vin2的负极、第一电容Cin1的另一端和第二电容Cin2的一端并联，依次连接至第二开关管S2的源极和第四开关管S4的源极；第二输入源Vin2的正极和第二电容Cin2的另一端连接，依次连接至第一开关管S1的漏极和第三开关管S3的漏极。变压器的副边绕组同名端连接在第五开关管S5和第六开关管S6的串联公共端，副边绕组非同名端分别连接在第七开关管S7和第八开关管S8的串联公共端，以及第三电感Lb的一端；所述第三电感Lb的另一端依次连接在第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的串联公共端，以及第一负载R1和第二负载R2的串联公共端；第五开关管S5的漏极依次连接至第七开关管S7漏极、第一输出电容Co1和第一负载R1的另一端；第六开关管S6的源极依次连接至第八开关管S8源极、第二输出电容Co2和第二负载R2的另一端。
如图4所示，第四种具有对称双极性输出的四端口变换器的电路原理图。
上述四种变换器，采用了不同的副边电路，而原边电路相同。其实，原边电路只要能够实现第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给中心抽头变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电的功能，也可以采用其它的结构，如图5所示。图中，副边电路仅以第四种变换器结构为例，也可以采用其它三种变换器的副边电路。
如图6所示，前四种具有对称双极性输出的四端口变换器的控制电路原理图，包括：第一功率源控制器、第二功率源控制器、输出电压控制器、移相控制器、脉冲调制电路。在本例中，第一输入源为光伏阵列，第二输入源为蓄电池。第一功率源控制器实现最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking,MPPT)控制，通过采集光伏的电压Vin1和电流Iin1进行MPPT运算，得到控制信号ve1，实现光伏的最大功率输出；第二功率源控制器对蓄电池的电压和电流进行控制，通过采样蓄电池两端的电压Vin2和充放电电流Iin2，得到控制信号ve2，从而使蓄电池实现过充保护和过放保护；第一功率源控制器和第二功率源控制器的输出取最小值，连接脉冲调制电路，生成开关管S1～S4的导通信号。输出电压控制器通过采样两路输出电压Vo1和Vo2，然后计算Vox＝0.5*Vo1-0.5*Vo2，并将Vox与参考电压Vo_ref进行比较，输出为移相角；通过移相控制器调节载波的移相角，再经过脉冲调制电路生成占空比为0.5的开关管S5和S6的导通信号。其中，移相角可以控制输出电压的大小，实现升降压功能。
具有对称双极性输出的四端口变换器在半个开关周期内共有六种工作状态，在另外半个开关周期内的工作状态与前半个开关周期对称。
如图7所示，以第一种具有对称双极性输出的四端口变换器为例，采用控制电路之后，产生的开关驱动信号和理论波形，其中iL1和iL2为第一电感的电流和第二电感的电流；vab为变压器原边同名端到非同名端的电压,vcd为变压器副边同名端到非同名端的电压；ip为流入变压器原边同名端的电流。第一开关管S1与第二开关管S2互补导通；第三开关管S3与第四开关管S4互补导通；第五开关管S5和第六开关管S6互补导通，导通占空比固定为0.5；第一开关管S1和第三开关管S3导通占空比大小相等，第二开关管S2和第四开关管S4导通占空比大小相等；第三开关管S3的导通时刻滞后于第一开关管S1的导通时刻，滞后角度为180°；第六开关管S6的导通时刻滞后于第一开关管S1的导通时刻，滞后角度为
Figure BDA0002915549810000061
双极性输出端口功率由移相角
Figure BDA0002915549810000062
调节，输入源Vin1的功率由第一开关管S1的占空比调节。
工作模态1[t0～t1]：S1、S4和S5导通，S2、S3和S6关断；电感L1的电流iL1线性减小，电感L2的电流iL2线性增加，变压器原边绕组电流ip线性增加；副边绕组同名端通过D2向负极性端口供电，副边绕组非同名端通过S5向正极性端口供电。
工作模态2[t1～t2]：S1、S4和S5导通，S2、S3和S6关断；电感L1的电流iL1线性减小，电感L2的电流iL2线性增加，变压器原边绕组电流ip线性增加，副边绕组通过D1和S5续流。
工作模态3[t2～t3]：S1、S4和S6导通，S2、S3和S5关断；电感L1的电流iL1线性减小至最小值，电感L2的电流iL2线性增加，变压器原边绕组电流ip线性增加至最大值；副边绕组同名端通过D1向正极性端口供电，副边绕组非同名端通过S6向负极性端口供电。
工作模态4[t3～t4]：S4和S6导通，S1、S2、S3和S5关断；电感L1的电流iL1线性增加，电感L2的电流iL2线性增加，变压器原边绕组电流ip线性减小；副边绕组同名端通过D1向正极性端口供电，副边绕组非同名端通过S6向负极性端口供电。
工作模态5[t4～t5]：S2、S4和S6导通，S1、S3和S5关断；电感L1的电流iL1线性增加，电感L2的电流iL2线性增加至最大值，变压器原边绕组电流ip线性减小；副边绕组同名端通过D1向正极性端口供电，副边绕组非同名端通过S6向负极性端口供电。
工作模态6[t5～t6]：S2和S6导通，S1、S3、S4和S5关断；电感L1的电流iL1线性增加，电感L2的电流iL2线性减小，变压器原边绕组电流ip线性减小；副边绕组同名端通过D1向正极性端口供电，副边绕组非同名端通过S6向负极性端口供电。
用PSIM仿真软件对第一种四端口变换器进行时域仿真分析，其中第一输入源Vin1采用光伏电池模型，光伏电池的最大功率点电压为40V，最大功率点电流为8A，其它***参数设置为：Cin1＝Cin2＝100μF，Co1＝Co2＝470μF，L1＝L2＝100μH，Lb＝500μH，储能单元电压Vin2＝120V，正极性输出端口电压为Vo1＝50V，负极性输出端口电压为Vo2＝-50V，开关频率为fs＝100kHz，仿真结果如图6和图7。
图8是第一种具有对称双极性输出的四端口变换器的稳态波形，从图中可以看出，仿真结果与理论分析一致。
图9是第一种具有对称双极性输出的四端口变换器负载跳变的瞬态响应波形，此时光伏的输出最大功率为320W，光伏组件通过MPPT始终以最大功率输出。初始时刻，负载消耗功率为250W，储能单元消耗的功率为70W；在0.1s时负载功率由250W增大为450W，储能单元提供的功率为130W；在0.15s时负载功率由450W减小至250W，***运行情况与初始状态一致。从图中可以看出，当负载发生变化时，正极性输出端电压和负极性输出端电压均保持恒定。
根据上述理论分析及仿真能够看出，本发明所提出的具有对称双极性输出的四端口变换器具有结构简单、能够输出对称且共地的双极性电压的优势，应用范围广，可靠性高，且开关器件少，能够实现集中式控制；并且变换器可以根据输入功率和输出功率自动切换单输入三输出模式和双输入双输出模式，功率控制简单，可以自动调节第二输入源的充放电功率。因此，本发明所提出的变换器相比于现有技术具有明显的优势。

Claims (6)

1.具有对称双极性输出的四端口变换器，其特征在于，包括第一输入源Vin1和具有充电/放电功能的第二输入源Vin2；第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电；
变压器的副边绕组的同名端连接到二极管D1的阳极和二极管D2的阴极，副边绕组的非同名端连接到开关管S5的源极和开关管S6的漏极；D1的阴极和S5的漏极连接到电容Co1的一端，D2的阳极和S6的源极连接到电容Co2的一端，Co1的另一端和Co2的另一端连接到电感Lb的一端，Lb的另一端连接到副边绕组的非同名端；Co1的两端用于连接第一负载，Co2的两端用于连接第二负载。
2.具有对称双极性输出的四端口变换器，其特征在于，包括第一输入源Vin1和具有充电/放电功能的第二输入源Vin2；第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电；
变压器的副边绕组的同名端连接到开关管S5的源极和开关管S6的漏极，副边绕组的非同名端连接到二极管D1的阳极和二极管D2的阴极；D1的阴极和S5的漏极连接到电容Co1的一端，D2的阳极和S6的源极连接到电容Co2的一端，Co1的另一端和Co2的另一端连接到电感Lb的一端，Lb的另一端连接到副边绕组的同名端；Co1的两端用于连接第一负载，Co2的两端用于连接第二负载。
3.具有对称双极性输出的四端口变换器，其特征在于，包括第一输入源Vin1和具有充电/放电功能的第二输入源Vin2；第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电；
变压器的副边绕组的同名端连接到开关管S5的源极和开关管S6的漏极，副边绕组的非同名端连接到开关管S7的源极和开关管S8的漏极；S5的漏极和S7的漏极连接到电容Co1的一端，S6的源极和S8的源极连接到电容Co2的一端，Co1的另一端和Co2的另一端连接到电感Lb的一端，Lb的另一端连接到副边绕组的非同名端；Co1的两端用于连接第一负载，Co2的两端用于连接第二负载。
4.具有对称双极性输出的四端口变换器，其特征在于，包括第一输入源Vin1和具有充电/放电功能的第二输入源Vin2；第一输入源Vin1和第二输入源Vin2给变压器的原边绕组供电，或者第一输入源Vin1给第二输入源Vin2和原边绕组供电；
变压器的副边绕组的同名端连接到开关管S5的源极和开关管S6的漏极，副边绕组的非同名端连接到开关管S7的源极和开关管S8的漏极；S5的漏极和S7的漏极连接到电容Co1的一端，S6的源极和S8的源极连接到电容Co2的一端，Co1的另一端和Co2的另一端连接到电感Lb的一端，Lb的另一端连接到副边绕组的同名端；Co1的两端用于连接第一负载，Co2的两端用于连接第二负载。
5.如权利要求1-4任一项所述的具有对称双极性输出的四端口变换器，其特征在于，第一输入源Vin1的正极连接到电感L1的一端和电感L2的一端，L1的另一端连接到开关管S1的源极、开关管S2的漏极和变压器的原边绕组的同名端，L2的另一端连接到开关管S3的源极、开关管S4的漏极和原边绕组的非同名端；第二输入源Vin2的正极连接到S1的漏极和S3的漏极；第一输入源Vin1的负极和第二输入源Vin2的负极均连接到S2的源极和S4的源极；第一输入源Vin1还并联电容Cin1，第二输入源Vin1还并联电容Cin2。
6.如权利要求5所述的具有对称双极性输出的四端口变换器的控制方法，其特征在于，开关管S1与第二开关管S2互补导通；开关管S3与开关管S4互补导通；开关管S5和开关管S6互补导通，导通占空比为0.5；开关管S1和开关管S3导通占空比大小相等，开关管S2和开关管S4导通占空比大小相等；开关管S3的导通时刻滞后于开关管S1的导通时刻，滞后角度为180°；开关管S6的导通时刻滞后于开关管S1的导通时刻，滞后角度为
Figure FDA0002915549800000021
第一负载和第二负载的输出功率由移相角
Figure FDA0002915549800000022
调节，第一输入源Vin1的输出功率由开关管S1的占空比调节。
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