CN112762814A

CN112762814A - 海底光缆埋深探测设备

Info

Publication number: CN112762814A
Application number: CN202011323554.7A
Authority: CN
Inventors: 左名久
Original assignee: Wuhan Star Ocean Technology Co ltd
Current assignee: Wuhan Star Ocean Technology Co ltd
Priority date: 2020-11-23
Filing date: 2020-11-23
Publication date: 2021-05-07

Abstract

本发明提供了一种海底光缆埋深探测设备，包括发信机、海底光缆、探头和信号处理与显示器；发信机与海底光缆与电连接，发信机向海底光缆输出低频正弦波；所述探头包括第一线圈、第二线圈和第三线圈，其中第一线圈和第三线圈对称设置于探头的两端，第二线圈位于探头的中心处，三者的中心在同一条直线上；第二线圈与探头同轴设置，第一线圈和第三线圈的轴线与探头的轴线相垂直；探头线在待测的海底光缆所在区域内移动；第一线圈、第二线圈和第三线圈分别将测量到的感应电信号反馈至信号处理与显示器；信号处理与显示器根据上述三路感应电信号确定海底光缆的路由和探头与海底光缆之间的距离。本发明准确确定海底光缆的埋设深度。

Description

海底光缆埋深探测设备

技术领域

本发明涉及海底光缆通信技术领域，具体涉及一种海底光缆埋深探测设备。

背景技术

随着通信技术的不断发展，海底光缆在全球范围内的广泛使用，已成为跨海通信的主要手段。目前，全世界已有上百万公里的海底光缆。近年来我国沿海也建设了大量的海底光缆通信线路，用于驻防岛屿的通信，自海底光缆大量应用以来，由于各种原因，包括人为和自然因素，海底光缆通信线路存在诸多安全问题。一方面，由自然灾害造成的，比如地震可直接导致多条海底光缆中断，给通信与互联网方面造成很大的损失。另一方面，海上经济活动日益频繁，抛锚、捕捞作业和各类海上工程项目在海底光缆路由附近施工，常常危及海底光缆的安全。为了保护海底光缆不受人为破坏的影响，在地质浅海地质条件允许的区域，均采用埋设方式将海底光缆埋设与海床下1至3米深度，这种措施有效地降低了海底光缆受损的频率。

海底光缆的埋设施工也带来一些问题：

首先，在线路建设时海底光缆的埋设深度是决定工程质量的一个重要指标，由于缺乏有效手段，现有的一些海底光缆工程施工时只能根据施工方埋设设备的状态获得，事实证明不准确且缺乏客观性，导致施工质量建设单位难以掌握。

其次，由于沿海海域海底管线越来越密集，在新建管线和其他施工过程中和现有线路发生干涉的情况越来越多，为了保护既有线路，也为了新建线路的顺利进行，需要对既有线路的埋设深度进行精确地探测。

再有，由于海底地质的变化，既设线路的埋深也会发生变化，在对埋设海底光缆的维修施工中也需要进行埋深的检测。一旦海底光缆发生中断，在茫茫大海上探察海底光缆路由(位置)和故障点位置是进行抢修工作的前提和关键。这就需要对海底光缆的路由以及故障点进行准确的探测。同时这也为以后的维护与修理工作带来便利。

发明内容

本发明的目的就是针对现有技术的缺陷，提供一种海底光缆埋深探测设备，准确确定海底光缆的埋设深度。

本发明采用的技术方案是：一种海底光缆埋深探测设备，其特征在于包括发信机、海底光缆、探头和信号处理与显示器；发信机与海底光缆与电连接，发信机向海底光缆输出低频正弦波；所述探头包括第一线圈、第二线圈和第三线圈，其中第一线圈和第三线圈对称设置于探头的两端，第二线圈位于探头的中心处，三者的中心在同一条直线上；第二线圈与探头同轴设置，第一线圈和第三线圈的轴线与探头的轴线相垂直；探头线在待测的海底光缆所在区域内移动；第一线圈、第二线圈和第三线圈分别将测量到的感应电信号反馈至信号处理与显示器；信号处理与显示器根据上述三路感应电信号确定海底光缆的路由和探头与海底光缆之间的距离。

上述技术方案中，探头水平放置在待测的海底光缆上方区域移动时，第一线圈和第三线圈测量到的感应电信号先后呈现哑点变化规律；在上述过程中当第二线圈测量到的的感应电信号呈峰值时，信号处理与显示器确定待测的海底电缆位于第二线圈的正下方。

上述技术方案中，确定探头的第二线圈位于待测的海底电缆的正上方后，调整探头的角度，使其竖直放置于待测的海底电缆的正上方且探头轴心线穿过海底光缆，信号处理与显示器通过第一线圈和第三线圈测量到的感应电信号计算海底光缆至探头底端的距离。

上述技术方案中，探头竖直放置于待测的海底电缆的正上方且探头轴心线穿过海底光缆时，第一线圈位于第三线圈下方，信号处理与显示器采用以下公式计算探头底端至海底光缆的距离：

其中，r1是第一线圈即探头底端至海底光缆的距离，ξL₁为第一线圈测量到的感应电动势，ξL₃为第三线圈测量到的感应电动势，l 为第一线圈和第三线圈之间的距离。

上述技术方案中，在探头位于待测的海底光缆上方并转动探头至竖直放置的过程中，信号处理与显示器实时根据第一线圈和第三线圈测量到的感应电信号计算探头到海底光缆的距离；上述所计算得到的距离为最小值时即为探头底端至海底光缆的距离，此时海底光缆在探头的轴心线方向上。

上述技术方案中，所述发信机将市电中的交流电经过 AC/DC/AC变换，输出频率和电压可调的低频正弦波；发信机包括SPWM调制电路、驱动电路、保护电路和滤波电路；交流电输入后经SPWM调制电路和滤波电路输出低频正弦波，其中驱动电路生成4路SPWM波，经光耦隔离后，使用两个IR2110驱动SPWM调制电路的四个MOS管；驱动电路采用外环为电压有效值环、内环为电压瞬时值环的双环控制策略；保护电路使用脉冲吸收电路对MOS管进行保护；滤波电路采用带有漏电感量的升压隔离变压器；驱动电路采用滤波电路的输出电压作为电压有效值和电压瞬时值作为反馈电压。

上述技术方案中，第一线圈、第二线圈和第三线圈分别输出感应电信号至一路数据处理模块、二路数据处理模块和三路数据处理模块进行数据处理，再经RS485芯片上行发送至显示终端；其中一路数据处理模块、二路数据处理模块和三路数据处理模块三者之间进行同步信号通信。

上述技术方案中，一路数据处理模块、二路数据处理模块和三路数据处理模块三者设置相同，其硬件***包括低噪声放大器、滤波器、采样模块、DSP、存储器；感应电信号通过匹配合适的电容，将信号送至低噪声放大器，经放大的电信号再通过滤波器滤除中高频部分，剩下的低频信号送至采样模块；采样模块在以某固定的采样频率下，将模拟信号量化成数字信号，并隔一小段时间将数据往DSP发送；DSP将采样数据存储于存储器，并每隔一段固定时间对一小段时间的数据做离散傅里叶变换，获得某一频率的幅值与相位；DSP经串口控制低噪声放大器的增益，通过RS485通信模块发送到显示终端上。

上述技术方案中，DSP对采样模块、低噪声放大器、存储器和RS485通信模块的初始化，DSP是量化数据从采样模块中取得，通过AD数据处理单元将数据存放在数据存储区，当FFT 计算准备好时，再将数据存储区的数据复制到数据计算区，然后进行一系列FFT运算，将所要求的幅值与相位数据转存到结果存储区，交给通信协议部分与上位机交互数据，整个流程结束；数据计算区生成低噪声放大器和同步信号的控制信号，数据存储区的数据在复制到计算区之前进行前处理。

本发明包括三个线圈探头，三路电子测量与信号处理单元，通过一系列运算，最终在终端上显示三路信号的大小以及探头与海底光缆的距离等相关信息。在路由方面，结合哑点法与峰值法的优点，使它能更明确的判断海底光缆的位置，大大提高准确度。在测深方面，通过三棒探头准确调整姿态，使其在海底光缆正上方，并且探头轴心线穿过海底光缆，得到准确的深度数据、本发明的发信机有别于用于电机调速用的变频调速控制器，也有别于普通交流稳压电源。发信机的特点是频率稳定、电压稳定、内阻等于零、电压波形为纯正弦波(无失真)。发信机十分接近于理想交流电源，具有负载适应性强、输出波形品质好、操作简便、体积小、重量轻等特点，具有短路、过流、过载、过热等保护功能，以保证电源可靠运行。本发明的数据处理模块包括三路，以针对性的准确测量和处理微伏级的电信号，并根据原始信号特点需要对其进行信号调理以使其能够合适准确的被采集和处理，而对电子元件之间的噪声原因，以及半导体自身产生随机噪声的原因。通过对信号回路的噪声级别进行分析来进一步抑制或消除不利的噪声并通过合适的器件选择和电路设计来达到良好的效果。

附图说明

图1是本发明结构示意图；

图2是本发明放置示意图；

图3是探头任意角度放置示意图；

图4是发信机原理图；

图5是双极性PWM控制方式波形图；

图6是单极性PWM控制方式波形图；

图7是SPWM调制电路图；

图8是驱动信号产生框图；

图9是驱动电路及保护电路图；

图10是多路信号***总体设计示意图；

图11是本发明硬件电路框图；

图12是放大器噪声模型示意图；

图13是级联***框图；

图14是放大器级联模型；

图15是采样定理及抗混叠滤波仿真结果图；

图16是接收机软件流程示意图；

图17是前后台***执行示意图；

图18是接收机数据流程示意图；

图19是***软件层次图；

图20是***接口层次图；

图21是AD数据采样流程图；

图22是矩形窗频域波形图；

图23是频谱泄露波形图；

图24是改善后频谱泄露波形图；

图25是4Hz检测信号的幅频响应曲线；

图26是***对4Hz检测信号的幅频响应曲线；

图27是25Hz检测信号的幅频响应曲线；

图28是***对25Hz检测信号的幅频响应曲线；

图29是133Hz探测信号的滤波仿真图；

图30是***对133Hz检测信号的幅频响应曲线；

图31是基本实验原理图；

图32是检测线圈位置示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明，便于清楚地了解本发明，但它们不对本发明构成限定。

电流或运动电荷在空间产生电场，同时也产生磁场。如果在某区域电流场中的电流密度仅是空间位置的函数，而不是时间的函数，那么这样区域就称为恒定电流场。而相对应产生电场与磁场分别为恒定电场与恒定磁场。在截面均匀的细导体两端通以恒定电流，那么电场分布将直接与导体的空间与两端长度有关。在恒定电流下，电场分布也是恒定的。

由恒定电流产生的磁场也是恒定的，所以亦称之为静磁场。由毕奥-萨瓦定律可知，无限大真空空间微小截流元Idl在空间某点所产生的磁感应强度，其数学表达式为

上式中，r为线元dl至被研究点之距离，a_r为线元指向被研究点方向上的单位矢量。μ₀表示媒质为真空时的磁导率，其值为 4π×10^-7H/m。

运用叠加原理，对于任何闭合回路在空间某点所产生的磁感应强度为

将这一原理应用到长直导线上，通有电流I的长直导线上的线元，产生磁感应强度dB，

可见，磁感觉强度B的数值与距无限长直导线的距离一次方成反比。方向与导线所在平面相垂直。

长直导线产生的磁感应强度与距离一次方的关系，直接与本文研究的测深与海底光缆的位置相关联。然而，由于恒定电流产生的磁场是恒定的，若利用磁测仪来测量此关系，确定海底光缆的位置。这种方法因受到环境因素干扰较大，不适合作为较理想的测量方法。

时变电磁场，即场量随时间变化的电磁场。与恒定电流产生的电场与磁场不同。它已不是保守场。

由电磁感觉定律可知，磁通与闭合导体回路交链，当磁通发生变化时，在回路中感应电动势正比于磁通的变化率。

定义导体内的感应电动势如下：

式中积分路径l是沿着路径为导电时的感应电流方向。若闭合回路l所包围的总磁通为

矢量的方向由闭合回路c和右手定则来确定。若考虑面在空间是固定的，则式的时间导数仅适用于时变磁场B。这时可将上式表示为：

上式是静止回路位于时变磁场中法拉第定律定义的积分形式。由于沿闭合路经的感应电场线积分等于感应电动势，因而感应电场是非保守场。

若将一闭环回路固定，在时变磁场磁感应强度B随时间变化时，产生的电动势，称为感生电动势。由于磁感应强度B是除了关于时间 t的函数外，还是位置矢量r的函数。当一个闭环回路以速度v在磁场中移动，则产生的磁通变化为：

将在环内产生电动势，称为动生电动势。若用

来表示，可得：

当此闭合回路在时变磁场内运动时，总感应电动势为：

由上式可知，一闭合回路在时变磁场内运动时。其产生的感应电动势由两部分组成，一种是由相对运动引起的动生电动势，另一种是由于磁感应强度变化引起的感生电动势。动生电动势与感生电动势不都是相对物理量，它们并不是绝对物理量。若线圈在不同参照系下，其感生电动势与动生电动势就不同了，当忽略动生电动势对测量的影响。即在绕制线圈作为探头感应磁场强度变化时，若相比起来，探头的运动速度很小，产生的动生电动势很小的情况下。进行以下分析。

感应电动势等于产生的感生电动势:

上式是在闭合回路在基本认为是固定的情况下得出的。此时，磁感应强度B不仅是时间的函数，也是位矢r的函数。则可以从上式测量感应电动势的方法来确定磁场源的位置。

从感应电动势的表达式来看，感生电动势是直接与磁场随时间变化相关的。所以可知，恒磁场分布是无法使用测量感应电动势的这种简便的方法来得到探头与磁场源的空间关系的。有利的是，在时变磁场的电磁场空间分布中，可方便的通过电学方法，测量闭合线圈的感应电动势的大小，以而用于确定闭合线圈与磁场源的空间分布关系。对通以恒电流磁场的长直导线的磁场分布表达式，对于时变磁场也是适用的。此时长直导线中流过的电流不再是恒定的，而是关于时间t 的函数。并且磁感应强度B也是关于时间t的函数。由式中知，在长直导线通以时变的电流，产生时变磁场。并在相对于此长直导线空间位置的P一点。若在此点放一闭合线圈，可得到此闭合线圈的感应电动势为

其中，

是闭合线圈内一点到直导线的垂线距离。

是闭合线圈内一点磁场强度的方向矢量。若闭合回路面积相对于到长直导线的距离很小，可忽略不计时，闭合回路可抽象成一质点P。

此时，ρ和

可被认定为与积分无关的值，可得

其中，微元dS与闭合线圈有关，符合右手定则。则式可化为

其中η是场强矢量

与面元矢量dS的夹角。

由式可知，感应电动势ξ正比于闭合线圈截面积S，正比于长直导线中电流的变化率，正比于场强矢量与面元矢量的夹角余弦值。并且有

明显地，闭合线圈感应电动势与其跟长直导线的距离一次方成反比。这也是跟空间物理位置直接相关的物理量。cosη也是与闭合线圈相对于长直导线的方向有关的物理量。海底光缆的位置确定，就是要通过测量闭合线圈中的感应电动势的大小，间接的来确定ρ的大小。通过选定某种测量方案来进一步达到测量路由，测深的目的。

对某一点P，确定的距离ρ，截面积S，以及夹角η，然而感应电动势ξ却不是一个确定的值，或是有规律的值。而是直接与

相关的值。为此，要选择一合适的I电流变化规律。有利于感应电动势的测量与判定。

若对长直导线的感应电动势中的时变电流I，在I∈X内积空间时， I可Fourier级数分解，可有效的了解时变电流的特征。若选择 I＝I_max sinωt，那么I在三角函数系标准基中也分解为Fourier级数，且在适当选择ω，可得到Fourier级数中只有一项为非零。若将此特性应用到感应电势中，可得

对于c_k＝<I(t)，e^-ikt>内积的值，若选择

则有

上式可进一步简化为

整理化简为ξ随时间按余弦变化的关系式，可得感应电动势的幅值为

由上式可知，如果电流I选择一个固定频率的随时间按正弦或余弦变化的时变电流时，闭合线圈所感应到的感应电动势最大值，为一与时间无关的量。通过一定的技术手段，以及数字信号处理方法，可直接得到所要固定频率的感应电压的大小。同时，在上式推导过程中，可发现对于其它固定频率的外界干扰信号，若它也被闭合回路感应出相应的电压，即可用Fourier分解的方法获得正确频率下的感应电动势。这将在后来章节的实现部分具体的讲解。

另外，由于单一闭合线圈所能感应到感应电动势很小，若将线圈经N匝密绕，那得到感应电动势就是所有单个闭合回路的总和。那么，设此时也假定长直导线上通以频率为ω的，以正弦或余弦规律变化的电流，则可得感应电动势在N匝线圈感应下的电压表达式为

由此可知，若忽略其它固定量，那么感应电动势的幅值只跟探头与长直导线(即海底光缆)的垂线距离，以及探头截面朝向与磁场强度方向的夹角有关。

本发明海底光缆的埋深探测设计是集路由与测深于一体的综合测量方案。此测量方案包括三个线圈探头，三路电子测量与信号处理单元。通过一系列运算，最终在终端上显示三路信号的大小以及探头与海底光缆的距离等相关信息。在路由方面，结合哑点法与峰值法的优点，使它能更明确的判断海底光缆的位置，大大提高准确度。

如图1所示，本发明提供了一种海底光缆埋深探测设备，其特征在于包括发信机、海底光缆、探头和信号处理与显示器；发信机与海底光缆与电连接，发信机向海底光缆输出低频正弦波；所述探头包括第一线圈L1(图中所示探头1)、第二线圈L2(图中所示探头2)和第三线圈L3(图中所示探头3)，其中第一线圈L1和第三线圈L3对称设置于探头的两端，第二线圈L2位于探头的中心处，三者的中心在同一条直线上；第二线圈与探头同轴设置，第一线圈和第三线圈的轴线与探头的轴线相垂直；探头线在待测的海底光缆所在区域内移动；第一线圈、第二线圈和第三线圈分别将测量到的感应电信号反馈至信号处理与显示器；信号处理与显示器根据上述三路感应电信号确定海底光缆的路由和探头与海底光缆之间的距离。

如图2所示，探头水平放置在待测的海底光缆上方区域移动时，即从P1位置到P3位置时，第一线圈L1和第三线圈L3测量到的感应电信号先后呈现哑点变化规律；在上述过程中当第二线圈L2测量到的的感应电信号呈峰值时，信号处理与显示器确定待测的海底电缆位于第二线圈的正下方。

上述技术方案中，确定探头的第二线圈L2位于待测的海底电缆的正上方后，调整探头的角度，使其竖直放置于待测的海底电缆的正上方且探头轴心线穿过海底光缆，即P2位置。信号处理与显示器通过第一线圈和第三线圈测量到的感应电信号计算海底光缆至探头底端的距离。

此时，轴心线穿过海底光缆线，第二线圈L2的截面与它所处位置的磁感应强度方向垂直，那么理论上第二线圈L2将没有感应电动势(实际上将会有非常小的电信号出现)。而第一线圈 L1,第三线圈L3皆是以水平朝向放置，与磁场强度方向相同。由上一节对水平朝向感应电动势分析可知，第一线圈L1,第三线圈L3皆服从以下表达式

此时对于第一线圈L1,第三线圈L3而言，x＝0，r＝ρ＝H。由于第一线圈L1,第三线圈L3在实际中必有一离海底光缆近，另一离海底光缆远，在此不防假设r₃＞r₁，以下分析均在此假设之上。可见对于第一线圈L1,第三线圈L3有

其中，第一线圈L1,第三线圈L3之间距离为l，为固定值。

而对两相除有

因ξL₁与ξL₃均可以通过电子测量的方法获得，则可从上式得到

即为三棒探头到海底光缆的距离。只需要在同一时刻分别测得第一线圈L1,第三线圈L3的感应电信号的幅值大小，然后应用上述公式，可得到探头离海底光缆的距离。

若第一线圈L1,第三线圈L3与磁场强度方向不相同，而是成一定的角η，即轴心线不穿过海底光缆。那么第一线圈L1,第三线圈L3感应电动势中计入cosη项。由于它们相互平行，但轴心线不穿过海底光缆，则它们各自夹角不相同。如图3所示。

此时，第一线圈L1、第三线圈L3的感应电动势大小为

并满足r₃ cos′₃ir₁ cos′₁＝l，有

可简化得

进一步化简得r1为，

然后，所求的距离无法使用直接测量的方法计算得到，因为其中包含了如η₁，η₃。由于在实际应用中会在轴心线穿过海底光缆时的公式。接下来将寻找它们之间的数值关系。为方便比较，在此假定

则有

由图中可知，满足η₁≥η₃，cosη₃≥cosη₁，仅当轴心线穿过海底光缆时，等号成立。则有

又有三角几何不等式可知，r₃≤r₁+l，应用到上式有，

因

则可进一步化简为

上式在η₁＝η₃时，等号成立。

由此可知，测量中应用公式计算出的结果总是比实际r₁值要大。那么有就是表明，当三棒探头位于海底光缆上方周围时，转动探头，所得到的距离最小值就是探头到海底光缆的距离。利用此不等式，就可用来判断何时探头的轴心线穿过海底光缆，计算值就是实际值。由于在此时第二线圈L2不是以水平朝向姿态，可见L2暂时无法作为判断依据。

通过以上分析可知，可在数据处理与显示上应用式(*)来计算探头与海底光缆之间的距离。当探头正处于海底光缆的正上方，且三棒探头的轴心线过海底光缆。若应用式(*)所得到的距离完全是实际探头与海底光缆的距离。当探头在海底光缆的上方，但探头轴心线未穿过海底光缆，而是在其周围偏离一定的角度。那么应用公式(*)计算所得的距离

将大于实际值r₁。那么如果转到探头使r′₁达到最小时。则海底光缆在探头轴心线的方向上。且此时的r′₁＝r₁。这规律应用在三棒探头准确调整姿态，使其在海底光缆正上方，并且探头轴心线穿过海底光缆。得到准确的深度数据。

发信机是将市电中的交流电经过AC→DC→AC变换，输出为纯净的低频正弦波，输出频率和电压在一定范围内可调。它有别于用于电机调速用的变频调速控制器，也有别于普通交流稳压电源。

理想的发信机的特点是频率稳定、电压稳定、内阻等于零、电压波形为纯正弦波(无失真)。发信机十分接近于理想交流电源。

发信机以微处理器为核心，以SPWM方式制作，用主动元件IGBT模块设计，采用了数字分频、D/A转换、瞬时值反馈、正弦脉宽调制等技术，使单机容量可达350VA，以隔离变压器输出来增加整机稳定性，具有负载适应性强、输出波形品质好、操作简便、体积小、重量轻等特点，具有短路、过流、过载、过热等保护功能，以保证电源可靠运行。发信机原理见图4。

PWM(Pulse Width Modulation)就是脉宽调制技术，理论基础是面积等效原理，即冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，效果基本相同。所以通过对一系列脉冲的宽度进行调制，就可以等效地获得所需要的波形。正弦波一个完整周期的等效PWM波形如图5所示。根据面积等效原理，正弦波还可等效为图1中的PWM波，若要改变等效输出正弦波的幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术，该技术分为双极性调制技术和单极性调制技术两种，输出波形与图5和图6相对应。

SPWM(单极性调制)的输出波形如图6，正半周输出正极性的方波，负半周输出负极性的方波，与开关管对应起来就是：一个高频臂和一个低频臂是一对，高频臂之间为互补开关，低频臂之间也为互补开关，仅用一对高频开关。双极性调制技术的输出波形如图5，该波形驱动对角的一对开关管使其同步开关，桥臂上下管之间除死区时间外为互补开关，它的4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。所以相对于双极性调制，单极性调制具有损耗低的特点。

图7中生成的4路SPWM波，经光耦隔离后，使用两个 IR2110驱动四个单管MOSFET，本发明所采用的是外环为电压有效值环、内环为电压瞬时值环的双环控制策略，实现单极性的SPWM 控制方式，如图8，输出功率500W。并使用脉冲吸收电路对MOS 管进行保护，如图9所示。

本发明的硬件设计包括感应电动势信号的提取，放大，滤波，采样，数字信号处理(DSP)以及通信。软件设计包括DSP***软件的设计，DSP***自举启动设计等。另外，对于多路信号***设计时，还将包括多路数据同步的硬件部分设计与软件部分设计。

多路信号***总体设计如下图10所示。多路信号***主要应用于三棒测量模式上。多路信号从感应线圈中提出，分别通过各路数据处理，再通过RS485将必要的数据上行发送到显示终端，进一步确定海底光缆路由，海底光缆深度的数据。

本发明的的硬件设计内容主要包括模拟部分，数字逻辑部分以及DSP***硬件设计。模拟部分包括感应谐振回路，低噪声放大器，可变增益放大器，低通滤波器，AD数模转换，以及 DC电源供电电路。数字逻辑部分包括继电器控制电路，以及一点简单的时序电路。DSP***硬件设计包括DSP核内与IO电源供电电路，DSP与Flash接口电路。下面将就其总体结构进行描述。如图11所示:

硬件***的信号处理过程在图中说明的比较清楚，感应电信号由电极对产生，通过匹配合适的电容，将信号送至低噪声放大器(图中是斩波放大与PGA(可变增益放大器))。经放大的电信号再通过开关电容低通滤波器滤除中高频部分，剩下的低频信号送至高精度AD采样。然后，AD在以某固定的采样频率下，将模拟信号量化成数字信号，并隔一小段时间将数据往DSP串口中发送。

通过适当的配置DSP串口将AD采样数据进行存储。并每隔一段固定时间对一小段时间的数据做离散傅里叶变换，获得某一频率的幅值与相位。接着数据走SPI与UART转换电路，通过RS485通信接口将数据发送到显示终端上。

如图12所示的噪声模型用来表示放大器；也可用来表述晶体管，电子管，集成电路放大器等等。

图中包括了信号源的Vs，信号源内阻Rs。放大的噪声，可以用与输入端串联的阻抗为零的电压源En和与输入并联的阻抗无穷的电流源In以及一个相关***C(未示出)来完全表示。信号源的热噪声用源Et表示。

为充分了解噪声源的对输出的影响，将利用等效输入噪声 Eni代表所有三个噪声源。设无噪声电压增益为Av。那么输出的总噪声为

因此

定义

信号源到输出端的传递函数叫做***增益Kt。它与Av不同，它与放大器的输入阻抗和放大器的阻抗有关，且随频率变化。有

得Kt的表达式为

由总输出噪声Eno与***增益，得等效输入噪声的表达式为

那么等效输入噪声为

此方程对噪声问题的分析相当重要。适用于任何有源器件的***。由上式可知，等效输入噪声是三个噪声源均方值的和。然而，噪声电压源与噪声电流源可能不完全独立。

放大器的噪声模型分析对于放大器的器件选择，以及放大器的前后级网络匹配均相当重要。可大大改善原因不良连接引起的噪声。提高***的信噪比。

定义噪声系数，也叫噪声因数。指总有效输出噪声功率与源电阻热噪声Et产生的输出噪声功率的比值。记为F。

在接收机设计中，除了了解放大器的噪声模型外，还要了解在多级***中，每一级电路的噪声对整个***噪声的贡献，或是影响程度。从而就能预见在设计上如何减小***噪声的方法。

***框图如图13所示。这由一内部噪声信号源和两级级联网络组成。设网络1的增益为G1，噪声为N1；网络2的增益为 G2，噪声为N2。设网络2的等效源热噪声功率为G₂kTΔf。那么总输出噪声为

则两级级联的噪声系数是

其中

得

同样的，如果分析三级级联网络，就有噪声系数为

于是可以得出结论，在一级增益高时，级联网络的噪声系数主要受第一级噪声的影响。若网络1由一些无源电路元件组成时，如耦合网络，其有效功率增益小于1，整个***的噪声就受F2 代表的噪声贡献的严重影响。所以对于多级***的噪声系数来说，对于第一级的噪声系数的处理尤为突出。从这不难看出。对于电子***中存在无源滤波，那么它必须在第二级或其它的***中出现。否则将严重扩大***的噪声。

在放大电路中，反馈网络的引入可以大于拓宽***的频带，改善***的频率响应。同时也大大的提高***的稳定性。可以让非线性的器件以线性方式工作。然而对于反馈对于噪声并没有大的改善，同时在引入的反馈网络中增加了新的噪声源。

如图所示的一两级反馈放大器。设A1,A2,表示各级的增益， E1,E2,…,E4为每环节的噪声，β为反馈网络的反馈系数。那么有

若对于此开环放大器，设A1,A’2表示各级增益，开环的输出电压有

V_o＝A₁A′₂(V_in+E₁+E₂)+A′₂E₃+E₄

然而，在实际设计中，不管使用与不使用反馈，都要满足设计中的放大倍数的要求。即对于上述闭环与开环***输入输出电压相同。则有

A′₂＝A₂/(1+A₁A₂β)

则开环***的输出电压有

可见，反馈并没有对放大器的输入噪声的消除起到什么作用。引对放大器的输出端引入的噪声进行了一定的衰减。而对放大器中引入的噪声以及反馈网络中引入的噪声没有任何改善。实际上由于反馈网络电阻等元件的热噪声，***的输出噪声会有所增加。

由于本发明所采用的频率在低频段，电子噪声的低频1/f噪声尤为突出。本发明在采用斩波稳定放大器，对低频段信号较好。但在实际应用海缆路由与测深的过程，由于感应线圈的信号变化范围过大，前级固定放大在信号较大的情况下形成饱和的现象。如当感应电信号小到几uV，大至几十mV。前后相差近1万倍。基于此考虑，在测量范围较大的场合，不再采用斩波放大器。直接使用增益可编程放大器与LC回路相连。并保证峰-峰值噪声在1uV以下的级别。相当于均方值噪声175nV/√Hz左右。

本发明所采用的增益可编程放大器(PGA)为LTC6915，此器件以开关电容为采样输入，最大的限度的截去中高频信号，同时，由于反馈放大电阻网络集成在芯片中，并可通过SPI让其它设备控制其增益大小。如本发明应用，使用DSP的串口来控制PGA 的增益。在较高增益下，即信号较小，放大器级等效噪声峰－峰值在控制在1uV以下。最差情况，即信号比较大，在几十毫伏级范围，放大器级等效峰峰值噪声均在20uV左右。可见，对于放大器而言，工作在高增益下，等效输入噪声会小些，有利于有效信号的提取。

开关电容滤波在这里的作用是实现AD采样之间的抗混叠滤波。使量化的数字信号能正常的得以反映输入的信号。至于为何在此选择开关电容技术将在以下内容中加以分析。

由采样定理可知，当采样频带限制在采样频率的一半以内时，才能将采样信号不失真的还原。而抗混叠滤波的作用就是保证其频带在满足采样定理。下面利用Matlab简单的说明采样定理以及抗混叠滤波的必要性。

如图15所示，x(t)为100hz的正弦波在1024hz采样率下的 11个点，x2(t)为1124hz的正弦波在1024hz采样率下的11个点。可见，对于f2＝f1+N*fs/2(fs＝1024hz)的频率而言，频谱上被fs /2折叠到低频上来。可以在上图中发现频率为1124的信号在 fs＝1024下频率折叠在100hz的位置。这就是频率的混叠现象。

为了防止混叠现象的发生，在AD采样之前必须加一反混叠低通滤波器。以保证AD采样到数据不失真的送至下一单元。

由于传统的RC源滤波器滤波效果由电阻R与电容C的绝对值控制。然而在工艺上，元件的绝对值容差的存在，相当影响滤波器的精度和性能。并且对于使用集成电路实现的RC有源滤波器，由于在集成电路中实现电阻的误差大(20％～30％)，线性度差等问题。使得RC有源滤波器的应用受到相当大的限制。有些不得不以分立元件加运放的方法来实现RC有源滤波器。可见其频率一但固定将不易调整。开关电容技术是利用MOS开关与电容模拟电阻R的方法实现有源滤波，由于其性能取决于电容之比，与电容绝对值无关。所以开关电容滤波器精度高，并且截止频率可由外部时钟控制。

本发明基本对低通滤波器的要求，在低频段平坦，所以选择 Butterworth四阶开关电容低通滤波器TLC14。输入与可编程增益控制器的输出相连，输出与AD的输入相连。

当信号处理与放大之后，需要将其量化与进一步的运算处理。量化的过程就是数字***中的采样***。采样***中采样频率的选择必须满足采样定理。由于本发明要求对25Hz的信号能有效的进行分辨出来，那么采样率必须高于其中最大的2倍以上。若采样率选择较低，那么对前级的反混叠滤波器的要求就较高。同时AD采样的精度就不高。为了满足任务的指标，本发明采样具有24位的高精度的AD来完成采样工作。

在24位AD的芯片选择中，很多芯片的有效精度由于受噪声，采样技术的限制，精度始终无法达到较高的位数。其中采用过采样技术可以提高AD数据的精度。过采样，也就是是指使用原要求好几倍的采样频率对信号进行采样，那么前级滤波器的频带就可以很大的放宽，另外，采用过采样技术的AD芯片，在输出时将一定数量的数据进行平均，进一步提高AD数据的精度。

在采用过采样并能对一定数据平均的AD芯片中，本发明选择24位的ADS1210。其在10hz数据输出率(以固定300khz采样)时有效精度可达23位。在1khz时，有效精度可达20位。并且其自身带有数字滤波器，有自矫正，自调零，同步能力，并使用SPI与DSP通信。使用其在μV级可保证无误差准确测量。

本发明中使用ADS1210的SPI与DSP主从模式通信。由 ADS1210为主机，以固定1024hz的频率向从机发送数据。从机 (DSP)由串口中断处理接收到的数据。

由于本发明所选用的DSP不具备自带ROM或Flash的功能。也就是开发人员不能将开发的程序存放在上面。只能通过DSP 外接Flash等存储芯片，将开发的程序按一定的规范存储在上面。配合DSP自带的BootLoder功能，在***上电的情况下，通过 DSP片上BootLoader程序将存储在外Flash的用户程序载入到 DSP的RAM中运行。

本发明选用SST39VF020，其具备256Kx8存储空间，足够存储128Kx16的DSP程序与数据内容。

软件设计总体流程图如图16所示，量化数据从AD中取得，通过AD数据处理单元将数据存放在数据存储区，当FFT计算准备好时，再将数据存储区的数据复制到数据计算区，然后进行一系列FFT运算，将本课题所要求的幅值与相位数据转存到结果存储区，交给通信协议部分与上位机交互数据，整个流程结束。不过其中还会涉及到对PGA的控制，对同步信号的控制，以及数据存储区的数据在复制到计算区之前进行前处理。

本课题有两种可选的软件框架模式。一种是前后台***。应用任务是一个无限循环，循环调用相应的函数来完成相应的操作，这部分可以看成后台***(background)。前台一般都是由中断服务程序，用来处理一些实时性要求高的应用。另一种是多任务的实时操作***。它多个任务这间相互切换，调度，充分利用处理器资源。很多情况下，一个任务对应一个函数，由***内核来切换运行还是挂起。任务级模块化，结构较清晰。

前后台***执行如图17所示。后台一直循环在执行，前台为硬件请求的中断执行程序。DSP的前后台***流程图如图18 所示：其***软件层次图如图19所示；应用程序部分就是软件流程图中所看到的高层抽象流程。层次图是DSP***从硬件层向软件应用层提供的操作接口。对于前后台***而言，些所有的***层向上提供的接口均要求开发人员自己处理。同时开发人员还必须了解以下硬件层的行为，以及可能发生的问题。

实时操作***与前后台***不同的是，应用模块可以直接使用操作***的调用，可以在多任务中相互共用同一个处理器。本课题使用实时操作***的实现处理流程与前后台相同，所不同的是每个任务可以使用操作***提供的平台无关的设备，如 MailBox机制等。***接口层次图如图20所示。

很明显，相比于前后台***而言，实时操作***对任务的数量可以自由的加入，并能自动的在其之间调度，共享处理器资源，而且接口简单，易上手。

结合以上设计，对两种软件构架的实现作了比较。如RTOS ***采用uCOS-II。由于任务要求中对FFT运算的时间比较高，要涉足两次请求数据的时间间隔在20ms以内。1024点的32位复数FFT变换大概要1－2ms。也就表明，在20ms内必须有2ms 以上的时间分配给FFT任务来计算。这对于RTOS操作***而言是不好控制的。通常操作***的时间片为10ms，这对于本课题来说合理。若通过修改时间片大小，如改成100us。那么操作***的任务调度的时间将会不断的增加。在实际应用过程中，将大大减弱DSP的效率与流水线结构。

基于实时与稳定的完成DSP的FFT运算考虑，本发明选用前后台***作为软件框架。

AD数据采样部分使用DSP的串口中断作为程序的入口，当串口有数据到时，会直接向DSP产生一个中断。通过中断向量表，指向串口中断子程序执行。如图21所示。AD的24位数据由DSP取出时，将其存入数据存储单元(缓存)，接着进行数据的预处理。比如检查这一段时间内的数据有没有过大。来判断经放大后的信号是否出现满幅。放大信号是否落在合适的电压范围内。若经放大后的信号过大，将向PGA发送数据，减少放大倍数。若经放大后的信号过小，控制PGA，使放大倍数加大。通过这一环节的数据比较，实现DSP信号的自动增益控制。

自动增益控制通过控制前级的可编程增益控制器来实现。使模拟信号工作在最适合的状态下。实现原理与斯密特触发器类似，当信号的幅值大于设定的最大值时，减少放大倍数将其控制在合适的位置。当其低至设置的最低值时，将其增加放大倍数。使其工作在较好的位置。这种方法可以有效的防止信号在纯门限***对某设定值附近摆动时的多次跳动。减少改变电压放大的次数。

然后，对于本课题中海缆哑点(信号为零的点)法可能在短时间内变到很小，又变到很大的情况。最好要求其在过程中不跳动。则些时就对相应的外界环境了解下，设定合适的上下门限，以及遇到上下门限要跳转的设定值。搞高自动增益控制的适应能力。

另外，由于可编程增益控制器在切换增益时，其直流输出的在不同增益下会有所不同，而且不与增益一定比例。这相当于在 FFT计算过程中，对信号施加了一阶跃信号。这在频域中会叠加到各频点上去。对于FFT计算的准确性有所影响。

FFT处理是离散傅里叶变换的一种快速算法实现。离散傅里叶级数是连续傅里叶级数的有效逼近。它是傅里叶分析的一种数字实现。在一定工程指标的范围内，它可以很好的反映信号的频谱。由于离散傅里叶级数的正交基有限，相对应的频谱也在一定范围内，所以在实际过程会有频谱混叠的现象。这也为何在数据采样前端加反混叠滤波的原因。

本发明采用32位复数傅里叶变换，AD数据输出率为1024hz。也就是对应的数据采样率为1024hz，那么对于1024点的FFT变换可以将频谱分辨率控制在1hz一个频谱点。且将AD送入的数据扩展成32位。再经过1024点的复数傅里叶变换。将频谱上对应的25hz的复数(包括幅值与相位的数据)存储。

矩形窗的频域表达式为

如图22所示。信号的傅里叶变换就等于原无限时间长信号频谱与矩形窗频谱的卷积，可见此时能量出现了泄漏。其主瓣的宽度为4π/N，在本设计的1024hz采样频率，1024点FFT，4π/N＝2Hz。不过由于栅栏效应影响，矩形窗函数在离散傅里叶频点上都为0，此时没有表现出来。所以，理想情况下对于所有整数倍的频率信号的FFT频谱分析会非常的准确。然而，假如源信号的频率不是刚好落在FFT的频点上，如50hz的信号频率发生偏移，如50.5hz。这种情况在被测还缆附近有动力电缆存在是经常发生。如图23所示。可以看到，由于50.5hz的信号能量泄漏到25hz 上近0.0009，与其原本信号大小0.001相当接近。也就是说明能量泄漏可以完全淹灭有用信号。换而言之，若在电子测量时，外界存在一100mV的50.5hz的信号，那么在进行25hz的海缆测量时，就会发现总有近0.9mV的信号加在其上。那么这样对于感应到海缆电信号低于1mV时将无法得知。事实上，测得海缆感应电信号幅值低于1mV的信号是常有的。从图中可见，矩形窗的1hz的泄漏是主辨的近1/4。50hz到25hz处近1/100。可见其曲线的衰减速度慢，泄漏严重。更甚者，若外界干扰频率在 30hz(幅值为0.1V)左右，那么其泄漏到25hz的信号近1/20，为0.0045，完全盖过源信号。这些问题对于实际测量中是不利。

另外，若由于硬件实现上的原因，采样频率Fs不是当好在 1024hz，那么在时频谱上的频点不再是整数倍的hz,也当于外界 50hz在此时的频谱上发生泄漏。所以要改善窗函数，使其能在频谱上快速的衰减，不致于在其它频点上有很大的泄漏。

在这一方面可以改用其它窗函数的方法得以改善，如图24 所示。可知，对于加了hanning窗函数和频谱而言。100mV的 50.5hz信号在25hz的泄漏仅有0.425uV(注：hanning窗函数会将主辨衰减0.5，所以此处源信号频谱只有0.5mV)。总体而言，此泄漏电压对于源信号而言非常的小。明显地，hanning窗泄漏的衰减很快，而其主辨较宽。

在本发明的实现过程，发现hanning窗对于改善频谱的泄漏噪声，提高频谱的准确性上。表现的非常的好。

本发明中所采用的hanning窗函数为

虽然有很多的窗函数都可以对这些问题得以很好的改善，然而，每种都是对有其适用的环境。环境不同，所选择的窗函数也不同。所有均与设计的需要而定。由于本设计中所使用的检测频率在25hz。往往对于此电子***影响最大就是50hz的外界干扰。 50与25hz有一定的频率距离。所以要选对主辨要求可放宽，但对一定频宽上衰减必须较大，才能有效的防止50hz对其它两频点的泄漏。

由于本发明任务是要准确测量微伏级的电信号，根据原始信号特点需要对其进行信号调理以使其能够合适准确的被采集和处理，而对电子元件之间的噪声原因，以及半导体自身产生随机噪声的原因。不得不通过对信号回路的噪声级别进行分析来进一步抑制或消除不利的噪声并通过合适的器件选择和电路设计来达到良好的效果。本发明中来自传感器的微弱感应信号经过LC 谐振、低噪声的斩波放大并且根据被测信号动态范围大的特点，对放大倍数进行了程序控制。

在实验室情况下，对4Hz，25Hz，133Hz的滤波特性进行了仔细分析和对PWM的直流输出做了简单测试，检测信号处理***此时四通道同时采样。测试的采样通道为任选，本实验中采用的是通道1，其余短接(若未说明，则其通道结果显示小于10uV)。

当被采样信号的频率为4Hz时，根据第三章的滤波算法，当单通道采样率为32Hz时，可以得到信号经过相关算法(采样处理时间为1s，作图分辨率为0.01Hz)和Blackman-Harris窗插值算法后的幅频响应仿真曲线，如图25所示。

由图25可知，4Hz检测信号进行上述滤波后，存在倍频处峰值不衰减，其倍频点f＝32n±4(Hz)。这是因为此时***的采样率为32Hz，而考察的频谱带宽趋向无穷，导致频谱镜像效应产生，通常需要加入低通滤波抑制。

在实验室中设定海底光缆埋深检测信号处理***的检测频率为4Hz，稳定信号发生器输出信号幅度值为500mV(即 500000uV)，将其接入***，然后使输出信号频率慢慢变化，将***液晶显示的实验结果记录于附录。将附录中的数据通过 Matlab计算，可以得到***对于4Hz检测信号的实际幅频响应曲线，如图26所示。

由实验曲线可知，当频率为4Hz时能够取到最大值 507540uV，由于***加入了FIR的低通滤波，倍频处峰值振荡衰减，倍频峰值干扰在1KHz以后几乎全部衰减为0。同时加入了Blackman-Harris窗插值算法，发现倍频处的旁瓣衰减明显增大，但主瓣加宽。实验中，最大峰值与输入值有差异是采样通道的校正系数问题，因为我们调试时和最后实验时所用的信号发生器不相同，两者之间的误差导致各采样通道校正系数不同。由于时间和设备的问题，实验中没有重新校正，但不影响对于***的测量分析，后面同理，不再赘述。并且当稳定信号频率为4Hz 时，信号发生器的输入幅度为500mV，由于信号发生器的温漂效应，此时***的跳动显示误差大概为几十uV但是当输入改为1uV时，其显示为1uV，精度达到20位左右，符合设计要求。

当被采样信号的频点为25Hz时，根据滤波算法，当单通道采样率为200Hz时，我们可以得到信号经过相关算法(采样处理时间为1s，作图分辨率为0.01Hz)和Blackman-Harris窗插值算法后的幅频响应仿真曲线，如图27所示，曲线同样出现了频谱镜像效应，并且其倍频点f＝200n±25(Hz)。我们在实验室中设定海底光缆埋深检测信号处理***的检测频率为25Hz，稳定信号发生器输出信号幅度值为500mV(即500000uV)，将其接入***，然后使输出信号频率慢慢变化，将***液晶显示的实验结果记录于附录。通过Matlab计算，可以得到***对25Hz检测信号的实际幅频响应曲线，如图28所示。

由实验曲线可知，25Hz检测信号由于采样频率较大，因此其倍频点相隔较远，低通滤波效果良好，倍频峰值干扰在1KHz 以后就衰减的可以忽略不计了。同样当固定频率测量时，由于信号发生器的温漂效应发现采样通道一的跳动误差为几十uV。同样其最小分辨电压为1uV，***精度达到20位，符合设计要求。但是通道二一直有30uV的信号干扰存在，而这在4Hz检测信号实验分析中是不存在的。可能是因为25Hz切换四通道的采样率高达800Hz，而4Hz切换四通道的采样率才为128Hz，前者快速的切换速率可能导致ADS1256切换通道开关时带有少量电荷，产生共模电压干扰。

当被采样信号的频点为133Hz时，根据滤波算法，当单通道采样率为532Hz时，可以得到信号经过相关算法(采样处理时间为1s，作图分辨率为0.01Hz)和Blackman-Harris窗插值算法后的幅频响应仿真曲线，如图29所示，

133Hz检测信号同样出现了频谱镜像效应，倍频处不衰减，其倍频点f＝532n±133(Hz)。在实验室中设定海底光缆埋深检测信号处理***的检测频点为133Hz，稳定信号发生器输出信号幅度值为500mV(即500000uV)，将其接入***，然后使输出信号频率慢慢变化，将***液晶显示的实验结果记录。通过 Matlab计算，我们可以得到***对25Hz检测信号的实际幅频响应曲线，如图30所示，133Hz检测信号由于采样频率较大，因此其倍频点相隔较远，低通滤波效果也较好，倍频峰值干扰在 3KHz以后就衰减的可以忽略不计了。当固定频率测量时，由于信号发生器的温漂效应发现采样通道一的跳动误差为几十uV，同样其***精度能达到20位，符合设计要求。但是通道二由于共模电压干扰，同样一直有30uV的信号干扰存在。

在本***中，可以通过程序设定PWM，使其将某一单通道信号幅度处理值或多通道的幅度处理值的函数转化为直流输出。 PWM端同时接机械表头，通过指针的转动来表示其直流输出大小，这就为我们反映检测信号的强弱提供了直观的显示。本***中，设定检测频点为25Hz，且PWM直流输出表示采样通道1 的输入电压大小。在实验室中，我们使用信号发生器接入***，而PWM端接一个2KΩ电阻负载和并联一个电压表，此时信号源的输出频率为25Hz，通过改变信号幅度来观察PWM直流输出的效果，实验结果如表1所示。

表1 PWM输出测试表1

稳定信号发生器的输出幅度大小为500mv，变化其频率，测得实验结果如表2所示。

表2 PWM输出测试表2

实验结果表明，当输入信号的频率稳定在25Hz时，PWM 的直流输出与输入信号的幅度值近似成正比，能够反映输入信号的强弱变化，符合设计要求；当输入信号的幅度值稳定时，PWM 的直流输出在25Hz时能够取到最大值，然后随着频率往25Hz 左右两边扩散而衰减，其右侧截止带宽为29HZ，左侧截止带宽为21Hz，并且其旁瓣的PWM负载输出明显小于峰值幅度，符合前面算法的理论分析，同时其滤波特性也符合设计要求。当***应用于海底光缆埋深检测时，可以设定埋深值为PWM输出，这样就可以直观地反映埋深的变化趋势。

下面对本发明户外性能进一步分析，并验证双正交线圈模型的正确性。限于时间和实验条件，只设定***的检测频点为25Hz，任选测试通道为采样通道1，开展模拟埋深检测和模型分析，其余两个***检测频点暂不做分析。实验设计如下：

(1)以一条长导线通以25Hz的交流电流模拟海底光缆。

(2)以一个10000匝的铁芯线圈模拟探测线圈。用这样的线圈主要是考虑可用海底光缆埋深检测信号处理***直接在线圈的两端测量感应电压，从而计算得出埋深。

其基本实验原理图如图31所示：

在图31中，发信机产生25Hz的交流信号注入导线。我们将探棒放置于一个高度固定的平台上，在相对于电缆不同的方向上测量探棒两端的感应电压。记录于表3、4、5中。

表.3不同角度探棒中的感应电压值

(探棒高度0.460m，导线中的电流60mA)

表4不同角度探棒中的感应电压值

(探棒高度0.895m，导线中的电流60mA)

表5不同角度探棒中的感应电压值

(探棒高度1.359m，导线中的电流60mA)

从上表的结果可以看出，相交90°的线圈的均方根值都近似相等，且当η＝0°时线圈感应到最大值，符合我们的双正交线圈模型分析。下面我们将进一步对***的测深性能进行分析。

实验过程中的检测线圈位置如图32所示

在实际探测中，只能保证两个线圈互相垂直，却不能保证两线圈相对于海底光缆的角度，并且应用双正交线圈模型时，只能保证两组线圈之间的距离为定值。因此，为研究***实际测深性能，按照如下方法对数据进行处理的：

(1)对与电缆成同一角度的线圈，利用其不同高度得出的电压均方根值定位电缆埋深；

(2)将同一高度测定出来的所有埋深值求平均，并求其与真实埋深的相对误差。

我们假定电缆埋深为h1，首先根据双线圈在水平面A,B的电压均方根值和高度值求得三个不同角度的测深：

当双线圈与电缆成0°和90°时，其测深为0.421m；

当双线圈与电缆成30°和120°时，其测深为0.407m；

当双线圈与电缆成60°和150°时，其测深为0.426m；

计算得其平均测深为0.418m，与实际埋深h1的相对误差为－9.13％，在工程许可范围内。

同理，根据双线圈在水平面A,C的电压均方根值和高度值求得三个不同角度的测深：

双线圈与电缆成0°和90°时，其测深为0.415m；

当双线圈与电缆成30°和120°时，其测深为0.407m；

当双线圈与电缆成60°和150°时，测深为0.415m；

求得其平均测深为0.412m，与实际埋深h1的相对误差为 -10.43％，在工程许可范围之内。

最后，我们假定电缆埋深为h2,根据双线圈在水平面B,C的电压均方根值和高度值求得三个不同角度的测深：

当双线圈与电缆成0°和90°时，其测深为0.833m；

当双线圈与电缆成30°和120°时，其测深为0.840m；

当双线圈与电缆成60°和150°时，其测深为0.819m；

求得其平均测深为0.831m，与实际埋深h2的相对误差为 -7.15％，在工程许可范围之内。

由以上测深的相对误差均为负误差可以看出实验时存在明显的***误差，并且信号电压的输出不稳定，都会造成较大误差。同时线圈之间是否相互垂直、线圈中心是否在电缆正上方、线圈高度的测量是否精确等在实验中也不好把握，也会造成一定的误差。同时，该实验结果能够证明双正交线圈测深法的正确性和所设计的埋深检测信号处理***在工程上的可靠性。

本说明书未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims

1.一种海底光缆埋深探测设备，其特征在于包括发信机、海底光缆、探头和信号处理与显示器；发信机与海底光缆与电连接，发信机向海底光缆输出低频正弦波；所述探头包括第一线圈、第二线圈和第三线圈，其中第一线圈和第三线圈对称设置于探头的两端，第二线圈位于探头的中心处，三者的中心在同一条直线上；第二线圈与探头同轴设置，第一线圈和第三线圈的轴线与探头的轴线相垂直；探头线在待测的海底光缆所在区域内移动；第一线圈、第二线圈和第三线圈分别将测量到的感应电信号反馈至信号处理与显示器；信号处理与显示器根据上述三路感应电信号确定海底光缆的路由和探头与海底光缆之间的距离。

2.根据权利要求1所述的海底光缆埋深探测设备，其特征在于探头水平放置在待测的海底光缆上方区域移动时，第一线圈和第三线圈测量到的感应电信号先后呈现哑点变化规律；在上述过程中当第二线圈测量到的的感应电信号呈峰值时，信号处理与显示器确定待测的海底电缆位于第二线圈的正下方。

3.根据权利要求2所述的海底光缆埋深探测设备，其特征在于确定探头的第二线圈位于待测的海底电缆的正上方后，调整探头的角度，使其竖直放置于待测的海底电缆的正上方且探头轴心线穿过海底光缆，信号处理与显示器通过第一线圈和第三线圈测量到的感应电信号计算海底光缆至探头底端的距离。

4.根据权利要求3所述的海底光缆埋深探测设备，其特征在于探头竖直放置于待测的海底电缆的正上方且探头轴心线穿过海底光缆时，第一线圈位于第三线圈下方，信号处理与显示器采用以下公式计算探头底端至海底光缆的距离：

其中，r1是第一线圈即探头底端至海底光缆的距离，ξ_L1为第一线圈测量到的感应电动势，ξ_L3为第三线圈测量到的感应电动势，l为第一线圈和第三线圈之间的距离。

5.根据权利要求4所述的海底光缆埋深探测设备，其特征在于在探头位于待测的海底光缆上方并转动探头至竖直放置的过程中，信号处理与显示器实时根据第一线圈和第三线圈测量到的感应电信号计算探头到海底光缆的距离；上述所计算得到的距离为最小值时即为探头底端至海底光缆的距离，此时海底光缆在探头的轴心线方向上。

6.根据权利要求5所述的海底光缆埋深探测设备，其特征在于所述发信机将市电中的交流电经过AC/DC/AC变换，输出频率和电压可调的低频正弦波；发信机包括SPWM调制电路、驱动电路、保护电路和滤波电路；交流电输入后经SPWM调制电路和滤波电路输出低频正弦波，其中驱动电路生成4路SPWM波，经光耦隔离后，使用两个IR2110驱动SPWM调制电路的四个MOS管；驱动电路采用外环为电压有效值环、内环为电压瞬时值环的双环控制策略；保护电路使用脉冲吸收电路对MOS管进行保护；滤波电路采用带有漏电感量的升压隔离变压器；驱动电路采用滤波电路的输出电压作为电压有效值和电压瞬时值作为反馈电压。

7.根据权利要求6所述的海底光缆埋深探测设备，其特征在于第一线圈、第二线圈和第三线圈分别输出感应电信号至一路数据处理模块、二路数据处理模块和三路数据处理模块进行数据处理，再经RS485芯片上行发送至显示终端；其中一路数据处理模块、二路数据处理模块和三路数据处理模块三者之间进行同步信号通信。

8.根据权利要求7所述的海底光缆埋深探测设备，其特征在于一路数据处理模块、二路数据处理模块和三路数据处理模块三者设置相同，其硬件***包括低噪声放大器、滤波器、采样模块、DSP、存储器；感应电信号通过匹配合适的电容，将信号送至低噪声放大器，经放大的电信号再通过滤波器滤除中高频部分，剩下的低频信号送至采样模块；采样模块在以某固定的采样频率下，将模拟信号量化成数字信号，并隔一小段时间将数据往DSP发送；DSP将采样数据存储于存储器，并每隔一段固定时间对一小段时间的数据做离散傅里叶变换，获得某一频率的幅值与相位；DSP经串口控制低噪声放大器的增益，通过RS485通信模块发送到显示终端上。

9.根据权利要求8所述的海底光缆埋深探测设备，其特征在于DSP对采样模块、低噪声放大器、存储器和RS485通信模块的初始化，DSP是量化数据从采样模块中取得，通过AD数据处理单元将数据存放在数据存储区，当FFT计算准备好时，再将数据存储区的数据复制到数据计算区，然后进行一系列FFT运算，将所要求的幅值与相位数据转存到结果存储区，交给通信协议部分与上位机交互数据，整个流程结束；数据计算区生成低噪声放大器和同步信号的控制信号，数据存储区的数据在复制到计算区之前进行前处理。