CN112701725B - 一种混合导通模式的并网逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种混合导通模式的并网逆变器，属于并网逆变器控制与优化领域，包括：桥式逆变模块、LCL滤波模块和闭环控制模块；当前开关周期中，当LCL滤波模块中机侧电感的平均电流与电容电压参考方向一致时，若流过机侧电感的电荷量较小，控制桥式逆变模块处于P‑O断续导通模式，若较大处于P‑O‑N临界导通模式；当LCL滤波模块中机侧电感的平均电流与电容电压参考方向不一致时，若流过机侧电感的电荷量较小，控制桥式逆变模块处于O‑N断续导通模式，若较大处于P‑O‑N临界导通模式。无需外加谐振电路的情况下实现功率开关器件的软开关，减小开关管电流应力和开关损耗，从而缩小散热器体积，逆变器可选用电感量较小的滤波电感，降低电感体积，提高效率和功率密度。

Description

一种混合导通模式的并网逆变器
技术领域
本发明属于并网逆变器控制与优化领域，更具体地，涉及一种混合导通模式的并网逆变器。
背景技术
微型LCL并网逆变器能够将每块光伏极板的电能直接逆变并网。高效率、高功率密度、简便易行的控制算法以及高质量并网电流控制效果(低总谐波失真)仍是微型并网逆变器的性能目标。这几个性能指标通常是相互关联、紧密耦合的。提高效率意味着尽可能地降低并网***中出现的各种损耗，主要包括逆变桥中开关器件的损耗、电感等磁性元件以及线路杂散电感和等效电阻的损耗。开关器件的损耗通常主要包括开关管的开通关断损耗、通态损耗以及反并联二极管的续流损耗和反向恢复损耗。开通关断损耗是由开关器件在开通和关断过程中电压和电流交叠导致的；开关器件的通态损耗由开关管的通态电阻和流过的电流决定；可以通过提高器件开关频率可以减小其每个开关周期流过开关管的电流。
在中大功率场合下，考虑到机侧电感电流纹波幅值要求，传统LCL并网逆变器工作于连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，这种情况下开关器件均为硬开关，不可避免地增大了器件开关损耗。在小功率场合下，软开关技术有时通过外加谐振电路来实现，根据工作原理和电路位置可分为谐振DC环节、谐振极、辅助谐振缓冲、主辅开关电路、载波控制等。利用谐振电路来实现软开关时，谐振过程会在开关器件上产生很高的电压应力与电流应力。此外，谐振电路需要加入辅助电容、电感及开关管等元件，这使得逆变电源的控制策略变得非常复杂，影响逆变电源的稳定运行。因此，在微型并网逆变领域下，如何在不增加谐振电路的前提下实现软开关是本领域技术人员关心的问题。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种混合导通模式的并网逆变器，其目的在于在无需外加谐振电路的情况下实现功率开关器件的软开关，减小开关管电流应力和开关损耗，从而缩小散热器体积，逆变器可选用电感量较小的滤波电感，降低电感体积，提高效率和功率密度。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种混合导通模式的并网逆变器，包括：桥式逆变模块、LCL滤波模块和闭环控制模块；所述LCL滤波模块的输入侧连接所述桥式逆变模块的交流侧，输出侧连接至电网；当前开关周期中，当所述LCL滤波模块中机侧电感的平均电流与电容电压参考方向一致时，若流过所述机侧电感的电荷量小于第一临界电荷量时，所述闭环控制模块用于控制所述桥式逆变模块处于P-O断续导通模式，若流过所述机侧电感的电荷量不小于所述第一临界电荷量且不大于第二临界电荷量时，所述闭环控制模块用于控制所述桥式逆变模块处于P-O-N临界导通模式；当前开关周期中，当所述LCL滤波模块中机侧电感的平均电流与电容电压参考方向不一致时，若流过所述机侧电感的电荷量小于第三临界电荷量时，所述闭环控制模块用于控制所述桥式逆变模块处于O-N断续导通模式，若流过所述机侧电感的电荷量不小于所述第三临界电荷量时，所述闭环控制模块用于控制所述桥式逆变模块处于所述P-O-N临界导通模式。
更进一步地，所述LCL滤波模块的被控模型为以所述机侧电感的平均电流为输入量、以并网电流为输出量、以并网电压为扰动量、且设置有并网电压前馈的直接平均电流模型，所述直接平均电流模型为二阶模型；所述闭环控制模块以并网电流为直接控制对象，对所述LCL滤波模块进行PID闭环控制，控制参数由所述直接平均电流模型、期望的***阻尼比和自然振荡频率确定，所述直接平均电流模型的表达式为：
Figure GDA0003516635670000031
其中，Ig(s)为所述并网电流，L2为网侧电感的电感值，C为所述LCL滤波模块中电容的容值，Rg为网侧工频等效电阻，s为连续域下物理量，IL1_avg(s)为所述机侧电感的平均电流，ug(s)为所述并网电压。
更进一步地，所述桥式逆变模块为T型逆变桥，所述T型逆变桥的正、负输入侧之间设置串联的电容C1和电容C2，所述T型逆变桥的正、负输入侧之间还依次连接开关管S1和开关管S2，所述电容C1和电容C2的连接点与所述开关管S1和开关管S2的连接点之间依次连接反向串联的开关管S3和开关管S4。
更进一步地，所述P-O断续导通模式下，所述开关管S2和开关管S4断开，所述开关管S3在整个开关周期内保持常通，所述开关管S1的占空比D1为：
Figure GDA0003516635670000032
其中，L1为机侧电感的电感值，uc和QL1_avr分别为当前开关周期中的电容电压和流过所述机侧电感的电荷量，Ts为开关周期，E为所述桥式逆变模块输入侧的直流电压。
更进一步地，所述P-O-N临界导通模式，所述开关管S2和开关管S4断开，所述开关管S1的占空比D1和开关管S3的占空比D3分别为：
Figure GDA0003516635670000033
Figure GDA0003516635670000034
A0＝0.5E
B0＝-(0.5E+uc)
Figure GDA0003516635670000041
其中，A0为二次项系数，B0为一次项系数，C0为零次项系数，L1为机侧电感的电感值，uc和QL1_avr分别为当前开关周期中的电容电压和流过所述机侧电感的电荷量，Ts为开关周期，E为所述桥式逆变模块输入侧的直流电压。
更进一步地，所述O-N断续导通模式，所述开关管S1、开关管S2和开关管S4断开，所述开关管S3的占空比D3为：
Figure GDA0003516635670000042
其中，L1为机侧电感的电感值，uc和QL1_avr分别为当前开关周期中的电容电压和流过所述机侧电感的电荷量，Ts为开关周期，E为所述桥式逆变模块输入侧的直流电压。
更进一步地，还包括采样模块，用于对并网电压、并网电流和电容电压进行采样；所述闭环控制模块包括微分锁相环、PID控制器和模式判别及计算单元；所述微分锁相环用于根据上一开关周期的并网电压采样值得到相角信息，并将所述相角信息与并网电流给定值相乘，将相乘结果输出至所述PID控制器；所述PID控制器用于对所述相乘结果与上一开关周期的并网电流采样值之间的差值进行PID调节，并输出当前开关周期内机侧电感的平均电流；所述模式判别及计算单元用于根据所述当前开关周期内机侧电感的平均电流计算所述机侧电感的电荷量，并根据所述机侧电感的电荷量判别所述桥式逆变模块的工作模式。
更进一步地，还包括输入均压控制模块，用于对所述电容C1和电容C2的电压之间的差值进行采样，并经PI控制后输出相应的校正系数；若上一开关周期中所述并网电流给定值过零时，所述闭环控制模块还用于利用所述校正系数对当前开关周期内机侧电感的平均电流进行校正，所述模式判别及计算单元根据校正后所述当前开关周期内机侧电感的平均电流计算所述机侧电感的电荷量。
更进一步地，所述闭环控制模块还包括PWM单元，用于根据所述模式判别及计算单元的判别结果输出驱动信号至所述T型逆变桥中的开关管。
更进一步地，所述模式判别及计算单元还用于根据当前开关周期中的电容电压uc、机侧电感的电感值L1、Ts和E计算所述第一临界电荷量、第二临界电荷量和第三临界电荷量。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)小功率场合下，由于断续导通模式和临界导通模式在其开关周期开始时刻电流为零，因而可以实现开关器件的零电流开通；同时，在断续导通模式中，存在电流为零处开关管寄生电容和滤波电感的谐振过程，反并联二极管续流结束时不存在反向恢复损耗；此外，在高频小功率微型并网逆变器中，由于电感电流在单个开关周期上升幅值有限，所以这两种模式带来的开关管电流应力的提高可以忽略；无需外加谐振电路的情况下实现功率开关器件的软开关，减小开关管电流应力和开关损耗；电感等磁性元件的损耗主要包括磁芯损耗和线圈损耗，对于一定功率等级的并网逆变器，其功率密度取决于装置的体积，采用非连续导通模式，不仅可以有效提高效率而简化散热器的体积，也由于电流的断续特点使得机侧滤波电感小型化，从而也有效提高了功率密度；
(2)针对混合导通模式的并网逆变器建立数学模型，将LCL滤波器等效为一个输入为机侧电感平均电流、输出为并网电流的二阶模型，相对于传统的被控模型实现了降阶处理，该模型不存在谐振峰需要阻尼，可以直接通过三自由度的零极点配置方法进行PID设计，大大简化了控制器的设计。
附图说明
图1A为三相T型三电平LCL并网逆变器的电路图；
图1B为单相T型三电平LCL并网逆变器的电路图；
图2为本实施例提供的混合导通模式的并网逆变器的结构示意图；
图3A为本实施例中并网被控对象LCL滤波模块的电路图；
图3B为本实施例中并网被控***的传递函数框图；
图4为传统被控***和本实施例中被控***的对比bode图；
图5为带并网电压前馈的PID闭环控制***框图；
图6A-6C分别为T型逆变桥在正半工频周期桥臂中点输出P、O、N三个电平电路图；
图7为一个工频周期内机侧电感平均电流和电容电压波形示意图；
图8为一个工频周期内机侧电感平均电流、瞬时电流和模式选择示意图；
图9A-9C分别为(P-O)DCM、(P-O-N)BCM、(O-N)DCM开关动作时序和机侧电感平均电流波形示意图；
图10A-10C分别为(P-O)DCM、(P-O-N)BCM、(O-N)DCM开关动作时序和机侧电感平均电流与判据临界值之间的波形示意图；
图11为本实施例并网逆变器500W下并网电流给定、并网电流、机侧电感平均电流、机侧电感瞬时电流、模式标志在五个工频周期内的波形图；
图12为本实施例并网逆变器500W下机侧电感平均电流、机侧电感瞬时电流、控制器输出等效电荷量绝对值、2个模式判别临界电荷量值在一个工频周期内的波形图；
图13A-13B分别为(O-N)DCM、(P-O)DCM下机侧电感电流的仿真波形图；
图13C-13D分别为(P-O-N)BCM下机侧电感电流的仿真波形图和仿真放大波形图。
在所有附图中，相同的附图标记用来表示相同的元件或者结构，其中：
1为桥式逆变模块，2为LCL滤波模块，3为闭环控制模块，4为采样模块，5为输入均压控制模块。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
图2为本实施例提供的混合导通模式的并网逆变器的结构示意图。参阅图2，结合图1A-图13D，对本实施例中混合导通模式的并网逆变器进行详细说明。
混合导通模式的并网逆变器包括桥式逆变模块1、LCL滤波模块2和闭环控制模块3。LCL滤波模块2的输入侧连接桥式逆变模块1的交流侧，输出侧连接至电网，如图1A和1B所示。
当前开关周期中，当LCL滤波模块2中机侧电感的平均电流与电容电压参考方向一致时，若流过机侧电感的电荷量小于第一临界电荷量时，闭环控制模块3控制桥式逆变模块1处于P-O断续导通模式，若流过机侧电感的电荷量不小于第一临界电荷量且不大于第二临界电荷量时，闭环控制模块3控制桥式逆变模块1处于P-O-N临界导通模式。当LCL滤波模块2中机侧电感的平均电流与电容电压参考方向不一致时，若流过机侧电感的电荷量小于第三临界电荷量，闭环控制模块3控制桥式逆变模块1处于O-N断续导通模式，若流过机侧电感的电荷量不小于第三临界电荷量时，闭环控制模块3控制桥式逆变模块1处于P-O-N临界导通模式。
本实施例中，以桥式逆变模块1为图1B中示出的单相T型逆变桥为例，说明该混合导通模式的并网逆变器。LCL滤波模块2中，电感L1为机侧电感，电感L2为网侧电感，电阻rg为网侧工频等效电阻，电容C为滤波电容，本实施例中的电容电压是指滤波电容C的电压。
对于传统并网逆变器的连续导通模式，由于桥臂输出电压和占空比的线性关系，可以建立线性的状态空间平均模型并直接采用SPWM策略进行调制，被控对象为一个桥臂输出电压-并网电流的传递函数G1(s)：
Figure GDA0003516635670000081
其中，Uinv(s)为桥臂输出电压，Ig(s)为并网电流，L1为机侧电感，RL1为机侧电感等效交流电阻，L2为网侧电感，Rg为网侧工频等效电阻，C为滤波电容。
该模型为三阶被控模型，在中高频段存在一个固有的谐振峰，如图4所示。其控制器设计需要进行有源阻尼的处理，且控制器参数配置较为繁琐，增加了控制器的设计难度。当电感电流处于非连续导通模式时，由于本发明实施例中增加了电感电流回零后的工作状态，连续模式下的数学模型不再适用，并且变得高度非线性化，控制器的设计更为困难。
鉴于此，本发明实施例中提出了一种机侧电感平均电流控制模型，如图3A所示。根据状态空间平均模型建模方法，将LCL滤波模块2等效为一个输入为机侧电感平均电流、输出为并网电流、扰动量为并网电压的二阶模型，以并网电流为控制目标的带有并网电压前馈的PID闭环控制，该二阶模型的传递函数框图如图3B所示，其表达式为：
Figure GDA0003516635670000091
其中，Ig(s)为并网电流，L2为网侧电感的电感值，C为滤波电容的容值，Rg为网侧工频等效电阻，s为连续域下物理量，IL1_avg(s)为机侧电感的平均电流，ug(s)为并网电压。
本实施例中被控对象和传统被控对象的bode图如图4所示。参阅图4，可以看出，本实施例中的机侧电感平均电流控制模型不存在谐振峰需要阻尼，是一个二阶被控***，可以直接通过三自由度的零极点配置方法进行PID控制器的极点配置和设计，闭环控制***传递函数框图如图5所示。
本实施例中，桥式逆变模块1为T型逆变桥，T型逆变桥的正、负输入侧之间设置串联的电容C1和电容C2，T型逆变桥的正、负输入侧之间还依次连接开关管S1和开关管S2，电容C1和电容C2的连接点与开关管S1和开关管S2的连接点之间依次连接反向串联的开关管S3和开关管S4。
以正半工频周期为例，T型逆变桥拓扑桥臂中点输出P、O、N三个电平时的电路开关管开通状态分别如图6A、6B、6C所示，黑色表示驱动开通对应的开关器件，浅灰色表示对应的开关器件处于断开状态。
随着控制器输出平均电流的变化，为了保证每个开关周期以最小电流应力为前提输出对应电荷量(平均电流和开关周期的乘积)，本发明实施例提出了一种混合导通模式的并网逆变器。参阅图7和图8，在一个工频周期内，机侧电感的平均电流与电容电压参考方向一致时，低电荷量下处于P-O断续导通模式、高电荷量下处于P-O-N临界导通模式的调制方法。由于滤波电容的电压滞后于平均电流一个小的相角，因而在机侧电感平均电流过零附近，电感平均电流和滤波电容电压会在几个开关周期内出现非同相的工况，此时如果采用之前的判据电路会进入P-O-N临界导通模式，造成电流波形失稳和开关管电流应力突增的情况，因此需要在此非同相区域引入新的导通模式。具体地，在机侧电感的平均电流与电容电压参考方向不一致时，电荷量较小时处于O-N断续导通模式，电荷量较大时处于P-O-N临界导通模式。
图9A、图9B、图9C分别为P-O断续导通模式、P-O-N临界导通模式、O-N断续导通模式下机侧电感电流在一个开关周期内的波形示意图以及开关管S1-S4上施加的驱动信号G1-G4的示意图，阴影面积表示一个开关周期内流过机侧电感的电荷量，在数值上等于每个开关周期内平均电感电流和开关周期的乘积。无论桥式逆变模块1采用哪种拓扑，机侧电感电流工作于哪种模式，当下开关周期流过机侧电感的平均电流值和开关管所需要的占空比都是可以通过相应折算来一一对应。
模式判别及计算单元还用于根据当前开关周期中的电容电压uc、机侧电感的电感值L1、开关周期Ts和桥式逆变模块1输入侧的直流电压E计算第一临界电荷量、第二临界电荷量和第三临界电荷量。图10A中虚线①②所包围面积为第一临界电荷量；图10B中虚线①②相交所包围面积为第一临界电荷量，虚线①③相交所包围面积为第二临界电荷量；图10C中虚线②③所包围面积为第三临界电荷量。当前开关周期内的第一临界电荷量
Figure GDA0003516635670000101
第二临界电荷量
Figure GDA0003516635670000102
和第三临界电荷量
Figure GDA0003516635670000103
分别为：
Figure GDA0003516635670000104
Figure GDA0003516635670000105
Figure GDA0003516635670000106
其中，Ts为开关周期，E为桥式逆变模块1输入侧的直流电压，L1为机侧电感的电感值，uc为当前开关周期中的电容电压。
本实施例中，混合导通模式的并网逆变器还包括采样模块4和输入均压控制模块5。采样模块4用于对并网电压、并网电流和电容电压进行采样。输入均压控制模块5用于对电容C1和电容C2的电压之间的差值进行采样，并经PI控制后输出相应的校正系数。参阅图2，该混合导通模式的并网逆变器的工作过程如下：
需要说明的是，以下第k个开关周期可相当于上一开关周期，第k+1个开关周期可相当于当前开关周期。首先，在第k个开关周期的开始时刻，采样模块4采样得到并网电压ug(k)、并网电流ig(k)和电容电压uc(k)；将并网电压ug(k)输入到微分锁相环DU-PLL中输出得到第k个开关周期的相角信息sinθ(k)，微分锁相环将相角信息sinθ(k)与并网电流给定值Igm *相乘得到第k个开关周期的并网电流给定值Igm *sinθ(k)。
其次，第k个开关周期的并网电流给定值Igm *sinθ(k)和采样得到的并网电流ig(k)相减获得偏差值e(k)，通过设计好的PID控制器输出不考虑输入电压不平衡问题的第k+1个开关周期流过机侧电感的平均电流iL1_aver(k+1)。
然后，为了校正完整的工频正负半波工作周期下，由于机侧电感电流上下半波不完全对称导致的输入均压不平衡问题，引入了输入侧电压差环PI控制。具体地，若第k个开关周期中并网电流给定值恰好过零，输入均压控制模块5采样得到输入侧稳压电容电压差ucdiff(i)经过PI控制器输出当前工频周期内的校正系数1+kcorec(i)，与主控制环路输出的iL1_aver(k+1)相乘得到校正后的机侧电感平均电流给定iL1_ref(k+1)；由此，闭环控制模块3输出得到考虑输入电压不平衡后第k+1个开关周期流过机侧电感的平均电流iL1_ref(k+1)＝[1+kcorec(i)]iL1_aver(k+1)。
最后，模式判别及计算单元根据当前开关周期采样得到的电容电压及其他电路参数，得到判别并网逆变器工作于何种导通模式的临界判据值；无需校正时模式判别及计算单元根据校正前第k+1个开关周期内机侧电感的平均电流iL1_aver(k+1)计算机侧电感的电荷量；需要校正时模式判别及计算单元根据校正后第k+1个开关周期内机侧电感的平均电流iL1_ref(k+1)计算机侧电感的电荷量；通过将该计算得到的机侧电感电荷量与上述临界判据值相比以确定导通模式，再依据对应模式下的平均电流-占空比折算关系输出各开关管对应的占空比信息。具体地：
P-O断续导通模式下，即机侧电感的平均电流与电容电压参考方向一致且
Figure GDA0003516635670000121
时，开关管S2和开关管S4断开，开关管S3在整个开关周期内保持常通，开关管S1的占空比D1为：
Figure GDA0003516635670000122
P-O-N临界导通模式，即机侧电感的平均电流与电容电压参考方向一致且
Figure GDA0003516635670000123
时，或者机侧电感的平均电流与电容电压参考方向不一致且
Figure GDA0003516635670000124
时，开关管S2和开关管S4断开，开关管S1的占空比D1和开关管S3的占空比D3分别为：
Figure GDA0003516635670000125
Figure GDA0003516635670000126
A0＝0.5E
B0＝-(0.5E+uc)
Figure GDA0003516635670000127
其中，A0为二次项系数，B0为一次项系数，C0为零次项系数。
O-N断续导通模式，即机侧电感的平均电流与电容电压参考方向不一致且
Figure GDA0003516635670000128
时，开关管S1、开关管S2和开关管S4断开，开关管S3的占空比D3为：
Figure GDA0003516635670000129
闭环控制模块3还包括PWM单元，用于根据模式判别及计算单元的判别结果输出驱动信号至T型逆变桥中的开关管，完成当前开关周期的调制，到下一开关周期时，重复上述操作即可。
本发明通过采用小电感量的滤波电感使T型三电平逆变桥工作于电感电流混合导通模式，并采用直接平均电流控制方法，使用以电感平均电流作为控制输出量的控制器对几种导通模式进行统一控制，使逆变器能够在较宽功率范围内实现标准正弦波同相并网。首先，本发明使逆变器可以选用电感量较小的滤波电感，从而降低电感体积，降低或消除磁芯损耗；其次，在无需外加谐振电路的情况下，通过几种导通模式的设计，实现了功率开关器件的软开关，并在此基础上最大程度减小了开关管电流应力，大幅减小了开关损耗，缩小了散热器体积；最后，提出了有别于传统LCL并网逆变器有源阻尼控制的控制方案，实现了被控对象的降阶，方便了控制器的设计，并且通过前馈环节，可以使得并网逆变器在非理想电网情况下实现安全并网和可靠运行。因此，整个逆变器的效率和功率密度都得到了较大的提升，闭环控制也得到了简化。该方法适用于高功率密度、高性能的小功率单相及三相T型LCL并网逆变器。
为验证本发明的实用性，基于如图1B所示的单相T型三电平并网逆变器的拓扑结构，建立了混合导通模式并网逆变器的直接平均电流控制方法的MATLAB/Simulink仿真模型，利用S-function实现相应的控制算法，完成了平均功率500W下仿真验证。并网逆变装置使用本发明方案时500W下并网电流给定、并网电流、机侧电感平均电流、机侧电感瞬时电流、模式标志在五个工频周期内波形图如图11。并网逆变装置使用本发明方案时500W下机侧电感平均电流、机侧电感瞬时电流、控制器输出等效电荷量绝对值、2个模式判别临界电荷量值在一个工频周期内波形图如图12。各个模式下电感电流放大仿真波形图如图13A、图13B、图13C和图13D所示。仿真结果表明，在500W及其以下的任意工况，并网逆变装置都能够在混合导通模式下保持并网电流为正弦波。所提出的并网逆变器控制方法能够快速准确地跟踪输入指令并网电流，并有效提高装置效率。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，包括：桥式逆变模块(1)、LCL滤波模块(2)和闭环控制模块(3)；所述LCL滤波模块(2)的输入侧连接所述桥式逆变模块(1)的交流侧，输出侧连接至电网；
当前开关周期中，当所述LCL滤波模块(2)中机侧电感的平均电流与电容电压参考方向一致时，若流过所述机侧电感的电荷量小于第一临界电荷量，所述闭环控制模块(3)用于控制所述桥式逆变模块(1)处于P-O断续导通模式，若流过所述机侧电感的电荷量不小于所述第一临界电荷量且不大于第二临界电荷量，所述闭环控制模块(3)用于控制所述桥式逆变模块(1)处于P-O-N临界导通模式；
当前开关周期中，当所述LCL滤波模块(2)中机侧电感的平均电流与电容电压参考方向不一致时，若流过所述机侧电感的电荷量小于第三临界电荷量，所述闭环控制模块(3)用于控制所述桥式逆变模块(1)处于O-N断续导通模式，若流过所述机侧电感的电荷量不小于所述第三临界电荷量，所述闭环控制模块(3)用于控制所述桥式逆变模块(1)处于所述P-O-N临界导通模式；
当前开关周期内，第一临界电荷量、第二临界电荷量和第三临界电荷量分别为：
Figure FDA0003516635660000011
Figure FDA0003516635660000012
Figure FDA0003516635660000013
其中，QL1_BCM1、QL1_BCM2、QL1_BCM3分别为第一临界电荷量、第二临界电荷量、第三临界电荷量，Ts为开关周期，E为桥式逆变模块(1)输入侧的直流电压，L1为机侧电感的电感值，uc为当前开关周期中的电容电压。
2.如权利要求1所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，所述LCL滤波模块(2)的被控模型为以所述机侧电感的平均电流为输入量、以并网电流为输出量、以并网电压为扰动量、且设置有并网电压前馈的直接平均电流模型，所述直接平均电流模型为二阶模型；所述闭环控制模块(3)以并网电流为直接控制对象，对所述LCL滤波模块(2)进行PID闭环控制，控制参数由所述直接平均电流模型、期望的***阻尼比和自然振荡频率确定，所述直接平均电流模型的表达式为：
Figure FDA0003516635660000021
其中，Ig(s)为所述并网电流，L2为网侧电感的电感值，C为所述LCL滤波模块(2)中电容的容值，Rg为网侧工频等效电阻，s为连续域下物理量，IL1_avg(s)为所述机侧电感的平均电流，ug(s)为所述并网电压。
3.如权利要求1所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，所述桥式逆变模块(1)为T型逆变桥，所述T型逆变桥的正、负输入侧之间设置串联的电容C1和电容C2，所述T型逆变桥的正、负输入侧之间还依次连接开关管S1和开关管S2，所述电容C1和电容C2的连接点与所述开关管S1和开关管S2的连接点之间依次连接反向串联的开关管S3和开关管S4。
4.如权利要求3所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，所述P-O断续导通模式下，所述开关管S2和开关管S4断开，所述开关管S3在整个开关周期内保持常通，所述开关管S1的占空比D1为：
Figure FDA0003516635660000022
其中，L1为机侧电感的电感值，uc和QL1_avr分别为当前开关周期中的电容电压和流过所述机侧电感的电荷量，Ts为开关周期，E为所述桥式逆变模块(1)输入侧的直流电压。
5.如权利要求3所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，所述P-O-N临界导通模式，所述开关管S2和开关管S4断开，所述开关管S1的占空比D1和开关管S3的占空比D3分别为：
Figure FDA0003516635660000031
Figure FDA0003516635660000032
A0＝0.5E
B0＝-(0.5E+uc)
Figure FDA0003516635660000033
其中，A0为二次项系数，B0为一次项系数，C0为零次项系数，L1为机侧电感的电感值，uc和QL1_avr分别为当前开关周期中的电容电压和流过所述机侧电感的电荷量，Ts为开关周期，E为所述桥式逆变模块(1)输入侧的直流电压。
6.如权利要求3所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，所述O-N断续导通模式，所述开关管S1、开关管S2和开关管S4断开，所述开关管S3的占空比D3为：
Figure FDA0003516635660000034
其中，L1为机侧电感的电感值，uc和QL1_avr分别为当前开关周期中的电容电压和流过所述机侧电感的电荷量，Ts为开关周期，E为所述桥式逆变模块(1)输入侧的直流电压。
7.如权利要求3-6任一项所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，还包括采样模块(4)，用于对并网电压、并网电流和电容电压进行采样；
所述闭环控制模块(3)包括微分锁相环、PID控制器和模式判别及计算单元；
所述微分锁相环用于根据上一开关周期的并网电压采样值得到相角信息，并将所述相角信息与并网电流给定值相乘，将相乘结果输出至所述PID控制器；所述PID控制器用于对所述相乘结果与上一开关周期的并网电流采样值之间的差值进行PID调节，并输出当前开关周期内机侧电感的平均电流；所述模式判别及计算单元用于根据所述当前开关周期内机侧电感的平均电流计算所述机侧电感的电荷量，并根据所述机侧电感的电荷量判别所述桥式逆变模块(1)的工作模式。
8.如权利要求7所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，还包括输入均压控制模块(5)，用于对所述电容C1和电容C2的电压之间的差值进行采样，并经PI控制后输出相应的校正系数；
若上一开关周期中所述并网电流给定值过零时，所述闭环控制模块(3)还用于利用所述校正系数对当前开关周期内机侧电感的平均电流进行校正，所述模式判别及计算单元根据校正后所述当前开关周期内机侧电感的平均电流计算所述机侧电感的电荷量。
9.如权利要求7所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，所述闭环控制模块(3)还包括PWM单元，用于根据所述模式判别及计算单元的判别结果输出驱动信号至所述T型逆变桥中的开关管。
10.如权利要求7所述的混合导通模式的并网逆变器，其特征在于，所述模式判别及计算单元还用于根据当前开关周期中的电容电压uc、机侧电感的电感值L1、Ts和E计算所述第一临界电荷量、第二临界电荷量和第三临界电荷量。
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