CN112615590A - 一种基于双平衡混频的tsm-pi三倍频器 - Google Patents

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司子恒
吴韵秋
赵晨曦
刘辉华
余益明
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Abstract

本发明属于无线通信技术，涉及射频收发***中的倍频器，具体提供一种基于双平衡混频的TSM‑PI三倍频器，用以解决现有自混频三倍频器存在的转换效率低、带宽窄、谐波抑制度比较差、芯片占用面积大、功耗高等问题。本发明三倍频器主要包括二倍频级、混频级、TSM‑PI变压器，采用Push‑Push二倍频器作为二倍频级，采用双平衡混频器作为混频级，能够改善三倍频器的谐波抑制度；采用TSM‑PI变压器结构，能够提高三倍频器的转换增益、扩展三倍频器的工作频率带宽，进一步提升器件性能。综上，本发明基于双平衡混频的TSM‑PI三倍频，不仅能够提高器件对各次谐波的抑制度，而且能够使器件工作于更高的频率、更宽的带宽，同时，有效提升器件转换增益、降低器件功耗、减小芯片面积。

Description

一种基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器
技术领域
本发明属于无线通信技术，涉及射频收发***中的倍频器，具体提供一种基于双平衡混频的TSM-PI(Transformer-basedself-mixingwithPeakinginductor，带有峰化电感的变压器自混频)三倍频器。
背景技术
随着物联网以及无线通信技术的迅速发展，人们对射频收发***提出了更高频率、更小尺寸、更低功耗、更高可靠性等一系列要求，作为射频收发模块中的核心之一，倍频器(Frequency Multiplier)的性能直接影响到信号发射和接收的准确性，所以倍频器面临着极大的需求和挑战。随着倍频次数的升高，倍频器器件的转换增益(Conversion Gain，CG)会降低，从而导致倍频器的输出频率带宽变窄，同时对于谐波的抑制度会变差。
目前，为了实现三倍频最常用的两个技术为：注入锁定倍频器(Injection-lockedfrequency multiplier，ILFM)与自混频三倍频器；ILFM相对于自混频倍频器，其带宽更窄，电路复杂度更高；故自混频三倍频器应用更为广泛。传统的自混频倍频器如图1所示，其中，晶体管M1n和M1p构成Push-Push二倍频器，产生二次谐波，晶体管M2n和M2p构成单平衡混频器，使基波和二次谐波信号混频产生三次谐波，RL为负载阻抗。由于晶体管寄生电容的影响，随着频率的上升，传统自混频三倍频的转换增益会显著下降，进而极大的限制了器件的工作频率带宽；而且漏极电流中包含直流项，随着输入功率的增大，该直流部分会恶化混频器的直流工作点，因此降低了整体电路的性能；另外，传统的自混频三倍频在频率较高时对于基波的抑制度不高，输出端口会有大量基波信号，这部分基波，一部分是来自于在混频级基波从栅极到漏极的泄露，一部分来自于混频产生的下边带分量。
为解决为了消除传统的自混频倍频器出现的下边带分量，更好地提高混频器的谐波抑制度，一种基于正交混频器的三倍频器被研究者提出，这种基于正交混频器的三倍频包含I、Q两路；其中，Q路的电路结构如图2所示，跟传统混频器基本结构类似，晶体管M1n和M1p构成Push-Push二倍频器产生二次谐波，晶体管M2n和M2p构成单平衡混频器，使基波和二次谐波信号混频产生三次谐波，RL为负载阻抗。与传统自混频倍频器的不同之处在于，其输入信号需要两路，一条I路差分输入信号，一条Q路差分输入信号，I路差分信号和Q路差分信号的相位相差90度；同样地，I路需要类似的电路结构，I路和Q路的输出共同合成所需要的三次谐波信号。
综上所述，所述传统自混频三倍频存在转换效率低、带宽窄，谐波抑制度比较差等问题，而基于正交混频器的三倍频器虽然能够一定程度的克服传统自混频三倍频存在的问题，但该结构又带来了芯片占用面积大、功耗高的问题。
发明内容
本发明的目的在于针对现有自混频三倍频器存在的转换效率低、带宽窄、谐波抑制度比较差、芯片占用面积大、功耗高等问题，提供一种基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器；本发明采用双平衡混频的TSM-PI三倍频结构，有效提高了对基波的抑制度，同时，TSM-PI结构能够提高器件的转换增益，扩展器件的工作带宽；并且，相对于基于正交混频器的三倍频器，本发明通过合理的版图设计，能够有效减少功耗和芯片占用面积。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器，包括：输入变压器巴伦L1、二倍频级、双平衡混频级、TSM-PI变压器、输出变压器巴伦L2；其特征在于，
所述TSM-PI变压器由初级线圈LD、次级线圈LS、峰化电感LP1、峰化电感LP2构成，初级线圈LD与次级线圈LS相互耦合，次级线圈LS中心抽头接地；
所述二倍频级由晶体管M1n与晶体管M1p构成，其中，晶体管M1n与晶体管M1p源极相连、并连接地，晶体管M1n与晶体管M1p漏极相连、并连接初级线圈LD，初级线圈LD的另一端连接电压电源VDD；
所述双平衡混频级由晶体管M2n、晶体管M2p、晶体管M3n、晶体管M3p构成，其中，晶体管M2n与晶体管M2p源极相连、并连接次级线圈LS的一端，晶体管M3n与晶体管M3p源极相连、并连接次级线圈LS的另一端；晶体管M2p的漏极与晶体管M3n的漏极相连、并连接峰化电感LP1，峰化电感LP1的另一端连接输出变压器巴伦L2的初级线圈的一端；晶体管M3p的漏极与晶体管M2n的漏极相连、并连接峰化电感LP2，峰化电感LP2的另一端连接输出变压器巴伦L2的初级线圈的另一端；晶体管M2p与晶体管M3p栅极相连、并连接到晶体管M1p的栅极，晶体管M2n与晶体管M3n的栅极相接、并连接到晶体管M1n的栅极；
所述输入变压器巴伦L1的初级线圈一端作为器件输入端、另一端接地，次级线圈中心抽头连接偏置电压Vg，变压器巴伦L1的次级线圈一端连接晶体管M1n的栅极、晶体管M2n的栅极以及晶体管M3n的栅极，另一端连接晶体管M1p的栅极、晶体管M2p的栅极以及晶体管M3p的栅极；
所述输出变压器巴伦L2的初级线圈一端连接峰化电感LP1、一端连接峰化电感LP2，次级线圈一端作为器件输出端、另一端接地。
进一步的，所述三倍频器还包括电感LG1、电感LG2、电容Ct、电容Cp1与电容Cp2；其中，
所述电感LG1、电感LG2、电容Ct与变压器巴伦L1构成输入阻抗匹配网络，其中，所述电感LG1串接于输入变压器巴伦的次级线圈与晶体管M1n的栅极之间，所述电感LG2串接于输入变压器巴伦的次级线圈与晶体管M1p的栅极之间，所述电容Ct一端连接晶体管M1n的栅极、另一端连接晶体管M1p的栅极；
所述电容Cp1、电容Cp2与变压器巴伦L2构成输出阻抗匹配网络，所述电容Cp1并接于输出变压器巴伦的初级线圈两端，所述电容Cp2并接于输出变压器巴伦的次级线圈两端。
本发明的有益效果在于：
本发明提供一种基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器，主要包括二倍频级、混频级、TSM-PI变压器；首先，采用Push-Push二倍频器作为二倍频级，利用其差分特性能够很好地抑制奇次谐波信号，提高基次谐波的抑制度；其次，采用双平衡混频器作为混频级，能够有效抑制来自栅极的基波信号，进一步改善三倍频器的谐波抑制度；最后，采用TSM-PI(带有峰化电感的变压器)变压器结构，能够将二倍频器和双平衡混频器的直流路径分离开，进而避免传统自混频三倍频中的直流项影响倍频器性能的问题，此外，TSM-PI结构中的变压器和电感能够抵消电路中晶体管产生的寄生电容的影响，从而提高三倍频器的转换增益、扩展三倍频器的工作频率带宽，进一步提升器件性能。
综上所述，本发明提出的新型的基于双平衡混频的TSM-PI三倍频，不仅能够提高器件对各次谐波的抑制度，而且能够使器件工作于更高的频率、更宽的带宽，同时，有效提升器件转换增益、降低器件功耗、减小芯片面积。
附图说明
图1为传统自混频倍频器电路结构示意图。
图2为现有基于正交混频器的三倍频器的电路结构示意图。
图3为本发明基于双平衡混频器的TSM-PI三倍频器的电路结构示意图。
图4为本发明实施例中单平衡混频器的TSM-PI三倍频的输出的谐波分量。
图5为本发明实施例中双平衡混频器的TSM-PI三倍频的输出的谐波分量。
图6为本发明实施例中基于双平衡混频器的TSM-PI三倍频器的版图设计。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
本实施例提供一种新型的基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器，该结构不仅提高了对各次谐波的抑制度，而且能够工作于更高的频率、更宽的带宽，同时，转换增益相比于传统的自混频倍频器有了更高的提升，并降低了功耗与芯片面积。
所述新型的基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器的电路结构如图3所示，包括：输入阻抗匹配网络、二倍频级、双平衡混频级、TSM-PI变压器、输出匹配网络；其中，
所述TSM-PI变压器由初级线圈LD、次级线圈LS、峰化电感LP1、峰化电感LP2构成，初级线圈LD与次级线圈LS相互耦合，次级线圈LS中心抽头接地；
所述二倍频级由晶体管M1n与晶体管M1p构成，其中，晶体管M1n与晶体管M1p源极相连、并接地，晶体管M1n与晶体管M1p漏极相连、并连接初级线圈LD的一端，初级线圈LD的另一端连接电压电源VDD；
所述双平衡混频级由晶体管M2n、晶体管M2p、晶体管M3n、晶体管M3p构成，其中，晶体管M2n与晶体管M2p源极相连、并与连接次级线圈LS的一端，晶体管M3n与晶体管M3p源极相连、并与连接次级线圈LS的另一端；晶体管M2p的漏极与晶体管M3n的漏极相连、并连接峰化电感LP1，峰化电感LP1的另一端连接输出变压器巴伦L2的初级线圈；晶体管M3p的漏极与晶体管M2n的漏极相连、并连接峰化电感LP2，峰化电感LP2的另一端连接输出变压器巴伦L2的初级线圈；晶体管M2p与晶体管M3p栅极相连、并连接到晶体管M1p的栅极，晶体管M2n与晶体管M3n的栅极相接、并连接到晶体管M1n的栅极；
所述输入阻抗匹配网络由输入变压器巴伦L1、电感LG1、电感LG2与电容Ct构成，其中，所述电感LG1串接于输入变压器巴伦的次级线圈与晶体管M1n的栅极之间，所述电感LG2串接于输入变压器巴伦的次级线圈与晶体管M1p的栅极之间，所述电容Ct一端连接晶体管M1n的栅极、另一端连接晶体管M1p的栅极；所述输入变压器巴伦L1的初级线圈一端作为器件输入端、另一端接地，次级线圈中心抽头连接偏置电压Vg，变压器巴伦L1的次级线圈经过输入阻抗匹配网络后一端连接晶体管M1n的栅极、晶体管M2n的栅极以及晶体管M3n的栅极，另一端连接晶体管M1p的栅极、晶体管M2p的栅极以及晶体管M3p的栅极；
所述输出匹配网络由输出变压器巴伦L2、电容Cp1与电容Cp2构成，所述电容Cp1并接于输出变压器巴伦的初级线圈两端，所述电容Cp2并接于输出变压器巴伦的次级线圈两端；所述输出变压器巴伦L2的初级线圈一端连接峰化电感LP1、一端连接峰化电感LP2，次级线圈一端作为器件输出端、另一端接地。
从工作原理上讲：
本发明提供一种新型的基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器，输入信号通过GSG三端口PAD输入，通过输入变压器巴伦L1转换成差分信号，经过输入匹配网络到Push-Push二倍频与双平衡混频结构，Push-Push二倍频产生的二次谐波通过LD、LS构成的变压器巴伦转换成的差分信号与基波信号在双平衡混频结构中混频得到三次谐波信号，再经过输出匹配网络，经过GSG三端口PAD输出，最终实现三倍频的功能。更为具体的讲：
(1)Push-Push二倍频结构
本发明中，二倍频级采用的是Push-Push的二倍频结构，MOS管M1n、M1p组成的Push-Push二倍频结构，如图3所示；其中，M1n、M1p工作在非线性区，产生二次谐波，利用其差分特性能够很好地抑制奇次谐波信号，提高基次谐波的抑制度。
(2)TSM-PI结构
本发明采用了TSM-PI(带有峰化电感的变压器)结构，该结构包括两部分，一部分是LD和LS构成的变压器，另一部分是峰化电感LP，其中，由LD和LS构成的变压器在二倍频和双平衡混频器之间，峰化电感LP串联在双平衡混频器的漏极部分；采用这种TSM-PI结构可以把二倍频和双平衡混频器的直流路径分离开，因而避免传统自混频三倍频中的直流项影响倍频器的性能。此外，TSM-PI结构中的变压器和电感可以抵消电路中MOS管产生的寄生电容的影响，从而提高三倍频的转换增益和扩展频率带宽，进一步提升电路性能。
(3)双平衡混频器
本发明的混频级采用的是双平衡混频器，能够有效抑制来自栅极的基波信号，改善三倍频器的谐波抑制度。
采用单平衡混频器的TSM-PI三倍频时，在输出阻抗没有完全匹配的情况下，对其输出信号波形，进行FFT逆变换时，可以得到各次谐波分量，如图4所示，其中，基次谐波分量为-3.7dBm，三次谐波分量为-7.66dBm；采用双平衡混频器的TSM-PI三倍频时，所有器件尺寸规则与单平衡混频器的TSM-PI三倍频保持一致，同样地，对其输出信号波形，进行FFT逆变换时，可以得到各次谐波分量，如图5所示，其中，基次谐波分量为-14.7dBm，三次谐波分量为-8.2dBm；由此可见，通过采用双平衡混频器，管子参数保持不变的情况下，能够对输出端的基波信号改善10dB左右，即通过双平衡混频器能够有效提高基波的抑制度。
同时，采用双平衡混频器使得本发明相对于传统IQ正交混频的三倍频器，结构更加简单，功耗更低，芯片占用面积更小；进一步的，采用如图6所示的版图设计，可以进一步减少芯片占用面积，而且可以保证很好的版图对称性。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (2)

1.一种基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器，包括：输入变压器巴伦L1、二倍频级、双平衡混频级、TSM-PI变压器、输出变压器巴伦L2；其特征在于，
所述TSM-PI变压器由初级线圈LD、次级线圈LS、峰化电感LP1、峰化电感LP2构成，初级线圈LD与次级线圈LS相互耦合，次级线圈LS中心抽头接地；
所述二倍频级由晶体管M1n与晶体管M1p构成，其中，晶体管M1n与晶体管M1p源极相连、并连接地，晶体管M1n与晶体管M1p漏极相连、并连接初级线圈LD，初级线圈LD的另一端连接电压电源VDD；
所述双平衡混频级由晶体管M2n、晶体管M2p、晶体管M3n、晶体管M3p构成，其中，晶体管M2n与晶体管M2p源极相连、并连接次级线圈LS的一端，晶体管M3n与晶体管M3p源极相连、并连接次级线圈LS的另一端；晶体管M2p的漏极与晶体管M3n的漏极相连、并连接峰化电感LP1，峰化电感LP1的另一端连接输出变压器巴伦L2的初级线圈的一端；晶体管M3p的漏极与晶体管M2n的漏极相连、并连接峰化电感LP2，峰化电感LP2的另一端连接输出变压器巴伦L2的初级线圈的另一端；晶体管M2p与晶体管M3p栅极相连、并连接到晶体管M1p的栅极，晶体管M2n与晶体管M3n栅极相连、并连接到晶体管M1n的栅极；
所述输入变压器巴伦L1的初级线圈一端作为器件输入端、另一端接地，次级线圈中心抽头连接偏置电压Vg，变压器巴伦L1的次级线圈一端连接晶体管M1n的栅极、晶体管M2n的栅极以及晶体管M3n的栅极，另一端连接晶体管M1p的栅极、晶体管M2p以及晶体管M3p的栅极；
所述输出变压器巴伦L2的次级线圈一端作为器件输出端、另一端接地。
2.按权利要求1所述基于双平衡混频的TSM-PI三倍频器，其特征在于，所述三倍频器还包括电感LG1、电感LG2、电容Ct、电容Cp1与电容Cp2；其中，
所述电感LG1、电感LG2、电容Ct与变压器巴伦L1构成输入阻抗匹配网络，其中，所述电感LG1串接于输入变压器巴伦的次级线圈与晶体管M1n的栅极之间，所述电感LG2串接于输入变压器巴伦的次级线圈与晶体管M1p的栅极之间，所述电容Ct一端连接晶体管M1n的栅极、另一端连接晶体管M1p的栅极；
所述电容Cp1、电容Cp2与变压器巴伦L2构成输出阻抗匹配网络，所述电容Cp1并接于输出变压器巴伦的初级线圈两端，所述电容Cp2并接于输出变压器巴伦的次级线圈两端。
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