CN112366777B - 一种基于变次级结构的恒流恒压感应式无线充电*** - Google Patents

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Abstract

一种基于变次级结构的恒流恒压感应式无线充电***，其接收部分中：接收线圈Ls与补偿电容Cs、补偿电容Cf、补偿电感Lf、整流滤波器R依次串联连接；恒压补偿电容CSV与第一切换开关S1串联后的一端与补偿电容Cs和补偿电容Cf的公共点相连接，恒压补偿电容CSV与第一切换开关S1串联后的另一端与接收线圈Ls和整流滤波器R的公共点相连接；恒流补偿电容CSC与第二切换开关S2串联后的一端与补偿电容Cs和接收线圈Ls的公共点相连接，恒流补偿电容CSC与第二切换开关S2串联后的另一端与补偿电感Lf和补偿电容Cf的公共点相连接。通过控制第一切换开关S1和第一切换开关S2的状态实现***实现恒压恒流输出。

Description

一种基于变次级结构的恒流恒压感应式无线充电***
技术领域
本发明涉及一种感应式无线充电***。
背景技术
感应式无线电能传输技术是一种通过电磁感应原理将电能以非接触的方式传递到负载的新型供电方式。电动汽车的无接触充电技术由于其方便、快捷、安全的特点逐渐受到企业和消费者的青睐，该技术能够加强电动汽车相对于传统化石能源汽车的竞争力，促进电动汽车产业的发展，具有广阔的应用和发展前景。
为延长车载电池使用寿命和充电次数，提高充电***的安全性，电池的充电过程主要分为恒流和恒压两个充电模式：在充电初期为恒流充电模式，电池电压上升；当电池电压达到充电设定电压时，***进入恒压充电模式，此时充电电流将逐渐减小到充电截止电流，电池充电完成。因此应用于电池充电的感应式无线电能传输***须实现恒定的电流和电压输出两种工作模式。
现有的感应式无线充电***主要构成为：工频交流电经过整流获得直流电压，然后高频逆变器将直流电转化为高频交流电并注入发射线圈产生高频交变磁场；接收线圈通过电磁感应获得感应电动势，然后通过高频整流后获得直流电，并向负载提供电能。由于在给电池充电过程中，电池的等效阻抗在充电过程中是不断变化的，所以充电***需要实时控制输出电压和电流。为解决这一问题，通常采用的方法是：一、在电路***中采用闭环反馈控制，如在采用通信设备将接收侧整流输出直流电压、电流信号反馈到初级侧控制***后，对高频逆变器采用移相控制或PWM控制，以调节***输出电压、电流；或者在接收侧采用高频可控整流器，通过采用移相控制或者PWM控制调节***输出电压、电流；也可以在接收侧整流后级联DC-DC变换器；其缺陷是，增加了控制成本和复杂性，降低***稳定性。二、采用变频控制，通过调节***工作频率实现恒流恒压输出，但在存在频率分叉现象的***中，该方法容易造成***工作不稳定。
通过切换开关改变***拓扑结构或者参数，实现***恒压恒流输出是一种相对简单且有效的方法。但是对于整流电路，现有方法一般将整流输入阻抗等效为纯阻性，这种方法简化了分析的流程，忽视了整流桥的纯阻性，不适用负载大范围变化的***。
在电动大巴等大功率无线充电应用场合，发射线圈与接收线圈间隙大，发射线圈与接收线圈间的互感较小，接收侧采用LCC拓扑结构时，补偿电感一般较小，使得整流器输入电流畸变严重，出现断续状态，使***在恒压充电模式下，输出电压变化率较大。
李树凡在文献“Analysis of the input impedance of the rectifier anddesign of LCC compensation network of the DWPT system[J].IET PowerElectronics,2019,12(10)：2678-2687”中研究了无线充电***的整流器非线特性，分析了整流桥输入电流连续模态与断续模态的对整流性负载的影响。
吉莉在文献“副边自动切换充电模式的电动汽车无线充电***设计[J].电力***自动化,2017(23):137-142.”中发射部分采用LCC补偿结构，通过将接收部分在LC串联补偿和LCC补偿结构之间切换实现***的恒压恒流自动切换。但是地面侧采用LCC补偿结构，逆变器输出电流高次谐波含量较大，增加了逆变器功率容量，且效率低。接收侧采用LCC补偿结构，整流器输入电流会出现断续状态，导致***输出电压发生变化。
吉莉在文献“基于LCL谐振补偿网络的副边自动切换充电模式无线电能传输***研究与设计[J].电工技术学报,2018,33(S1):38-44.”中提出一种通过改变补偿电容容值实现恒压恒流充电自动切换功能，但是没有考虑整流器输入电流断续对***输出电压、电流的影响。
中国专利201610318334.2“既能输出恒流也能输出恒压的感应式无线电能传输***”公开的拓扑结构中，初级侧与接收侧同时采用串联补偿结构，***抗参数偏移能力较差，鲁棒性较差。中国专利201610814192.9“基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电***”公开了一种可实现恒流恒压充电的感应式无线充电***拓扑结构，但该结构初级侧采用串联补偿，接收侧采用LCC补偿，接收侧补偿电感须根据输出电流和接收侧感应电压设计，未考虑整流器输入电流断续情况。中国专利201710217941.4“一种次级变参数和变结构的感应式无线充电***”描述了拓扑结构其恒压和恒流充电过程中，***结构和参数同时变化。中国发明专利201610814224.5“一种恒流恒压感应式无线充电***”公开的拓扑结构中，接收侧为LCC结构，容易造成整流器输入电流畸变严重，出现断续状态，导致恒压输出时***输出电压变化率大，使该结构不适用于负载大范围变化的***。
Xiaohui Qu在文献“Qu X,Han H,Wong S C,et al.Hybrid IPT Topologies WithConstant Current or Constant Voltage Output for Battery Charging Applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2015,30(11):6329-6337.”描述了一种变结构的恒流恒压充电拓扑结构，该结构通过改变拓扑结构实现***恒流恒压输出。恒流输出时，***初级侧和次级侧均为串联补偿结构，鲁棒性较差；在恒压输出时，初级侧为LCC结构，初级侧补偿电感设计无法自由设计，无法有效抑制逆变器输出电流高次谐波。
C Auvigne在文献“A dual-topology ICPT applied to an electric vehiclebattery charger[C].in Proc.Int.Conf.Electr.Mach.,2012pp.2287–2292”描述了一种通过改变次级结构的恒压恒流输出的感应式无线电能传输***。恒流输出时，***初级侧和次级侧均为串联补偿结构，鲁棒性较差；在恒压输出时，接收侧为LCC结构，容易出现整流器输入电流断续工作状态，导致恒压输出时无法保证输出电压恒定，该结构不适用于负载大范围变化的***。
发明内容
本发明的目的是使感应式无线充电***能够实现恒流、恒压输出，同时能够在宽负载范围内保持整流滤波器输入电流连续，保证恒压充电模式时宽负载范围内***输出电压恒定，为此提出一种基于变次级结构的恒流恒压感应式无线充电***。
本发明适用于对电池进行充电的场合，特别是大功率、大传输距离的无线充电***，如电动大巴、轨道交通无线充电***，本发明控制方便、稳定性高。
本发明采用的技术方案是：
一种基于变次级结构的恒流恒压感应式无线充电***，由发射部分和接收部分组成。发射部分包括依次连接的直流电源、高频逆变器、补偿电容和发射线圈；接收部分包括依次连接的接收线圈、恒流恒压切换电路、整流滤波器及电池负载。其特征在于接收线圈与整流器间串接有恒压恒流切换电路。
所述的恒流恒压切换电路的组成是：
接收线圈Ls与补偿电容Cs、补偿电容Cf、补偿电感Lf以及整流滤波器R依次串联连接；恒压补偿电容CSV与第一切换开关S1串联后的一端与补偿电容Cs和补偿电容Cf的公共点相连接，恒压补偿电容CSV与第一切换开关S1串联后的另一端与接收线圈Ls和整流滤波器R的公共点相连接；恒流补偿电容CSC与第二切换开关S2串联后的一端与补偿电容Cs和接收线圈Ls的公共点相连接，恒流补偿电容CSC与第二切换开关S2串联的另一端与补偿电感Lf和补偿电容Cf的公共点相连接。第一切换开关S1和第一切换开关S2的控制端与控制器K相连接。
所述第一切换开关S1闭合，所述第二切换开关S2断开，无线充电***实现恒压输出；所述第一切换开关S1断开，所述第二切换开关开关S2闭合，无线充电***实现恒流输出。
所述补偿电感Lf对保证整流器输入电流连续起主要作用，为使无线充电***在恒压充电时，宽负载范围内整流滤波器输入电流连续，所述补偿电感Lf的电感值
Figure BDA0002762800150000041
由式(1)决定：
Figure BDA0002762800150000042
式(1)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，VB为电池恒压充电时设定的电压值，IB为电池恒流充电时设定的电流值。
所述发射线圈LP与接收线圈Ls间的互感由式(2)决定：
Figure BDA0002762800150000043
式(2)中，
Figure BDA0002762800150000044
为直流电源E的电压值，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为电池恒流充电时设定的电压值。
所述补偿电容Cf的电容值
Figure BDA0002762800150000045
由式(3)决定：
Figure BDA0002762800150000046
式(3)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为电池恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA0002762800150000047
为直流电源E的电压值，
Figure BDA0002762800150000048
为补偿电感Lf的感值，VB为电池恒压充电时设定的电压值。
所述补偿电容Cs的电容值
Figure BDA0002762800150000049
由式(4)决定：
Figure BDA00027628001500000410
式(4)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为电池恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA00027628001500000411
为直流电源E的电压值，
Figure BDA00027628001500000412
为接收线圈Ls的电感值，VB为电池恒压充电时设定的电压值。
所述恒压补偿电容CSV的电容值
Figure BDA00027628001500000413
由式(5)决定：
Figure BDA00027628001500000414
式(5)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为电池恒流充电时设定的电流值，VB为电池恒压充电时设定的电压值。
所述恒流补偿电容CSC的电容值
Figure BDA00027628001500000415
由式(6)决定：
Figure BDA0002762800150000051
式(6)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，
Figure BDA0002762800150000052
为直流电源E的电压值，IB为电池恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA0002762800150000053
为补偿电感Lf的感值，
Figure BDA0002762800150000054
为接收线圈Ls的感值，VB为电池恒压充电时设定的电压值。
控制器K控制第一切换开关S1断开、第二切换开关S2闭合，无线充电***即工作于恒流模式，对接收侧负载输出恒定电流，即向电池提供设定的恒定充电电流IB；适用于电池充电初期的恒流充电阶段。
控制器K控制第一切换开关S1闭合、第二切换开关S2断开，充电***即工作于恒压模式，对接收侧负载输出恒定电压，即向电池提供设定的恒定充电电压VB；适用于电池充电后期的恒压充电阶段。
本发明充电***输出恒定电流和恒定电压的理论分析和电路原理如下：
设***工作角频率为ω并满足如下关系：
Figure BDA0002762800150000055
式(7)中，
Figure BDA0002762800150000056
发射线圈LP的电感值，
Figure BDA0002762800150000057
为初级侧补偿电容CP的容值，
Figure BDA0002762800150000058
为补偿电感Lf的电感值，
Figure BDA0002762800150000059
为补偿电容Cf的容值，
Figure BDA00027628001500000510
为恒压补偿电容CSV的容值，
Figure BDA00027628001500000511
为接收线圈Ls的电感值，
Figure BDA00027628001500000512
为接收侧补偿电容的容值，
Figure BDA00027628001500000513
为恒流补偿电容CSC的容值。
接收侧在恒压模式下为LCCC补偿结构，补偿电感Lf对保证整流滤波器输入电流连续起主要作用，整流滤波器输入电流连续的条件为：
Figure BDA00027628001500000514
式(8)中，Re为电池负载的交流等效负载，ω为***工作角频率，
Figure BDA00027628001500000515
为补偿电感Lf的电感值，j为虚数符号。
在恒压充电阶段，***输出电流逐渐减小，等效负载电阻Re逐渐增大，设定恒压充电阶段在充电电流减小至恒流充电电流的10％时，整流滤波器的输入电流仍然连续，此时***等效负载电阻的表达式为：
Figure BDA0002762800150000061
式(9)中，π为圆周率，VB为恒压充电时设定充电电压，IB为恒流充电时设定的电流值。
设定恒压充电阶段在充电电流减小至恒流充电电流的10％时，整流滤波器的输入电流仍然连续，从而保证电池在恒压充电模式阶段，充电***输出电压保持不变，根据式(8)和式(9)接收侧补偿电感需满足条件：
Figure BDA0002762800150000062
式(10)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，VB为恒压充电时设定充电电压，IB为恒流充电时设定的电流值。
本发明充电***在恒流工作模式下，发射部分和接收部分均为串联补偿结构，根据基尔霍夫电压和电流定律，可以推导出***各电气量的关系为：
Figure BDA0002762800150000063
式(11)中，
Figure BDA0002762800150000064
为高频逆变器输出电压基波分量，ω为***工作角频率，
Figure BDA0002762800150000065
发射线圈LP的电感值，
Figure BDA0002762800150000066
为发射线圈LP的电流，
Figure BDA0002762800150000067
为初级侧补偿电容CP的容值，M为发射线圈LP与接收线圈Ls间的互感，
Figure BDA0002762800150000068
为接收线圈的电流，
Figure BDA0002762800150000069
为接收线圈Ls的电感值，
Figure BDA00027628001500000610
为补偿电感Lf的电感值，
Figure BDA00027628001500000611
为接收侧补偿电容的容值，
Figure BDA00027628001500000612
为补偿电容Cf的容值，
Figure BDA00027628001500000613
为恒流补偿电容CSC的容值，j为虚数符号。
根据式(7)和(11)可得，接收线圈电流为：
Figure BDA00027628001500000614
式(12)中，
Figure BDA00027628001500000615
为直流电源E的电压值，π为圆周率，ω为***工作角频率，M为发射线圈LP与接收线圈Ls间的互感值。
根据电路基本知识，接收线圈电流与直流输出充电电流IB的关系为：
Figure BDA0002762800150000071
式(13)中，
Figure BDA0002762800150000072
为接收线圈电流，IB为恒流充电时设定的电流值。
根据式(12)、(13)可得，恒流充电过程中，发射线圈LP与接收线圈Ls间的互感M由式(14)确定：
Figure BDA0002762800150000073
式(14)中，
Figure BDA0002762800150000074
为直流电源E的电压值，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为恒流充电时设定的电流值。
本发明充电***在恒压工作模式下，发射部分为串联补偿，接收部分补偿结构为LCC，根据基尔霍夫电压和电流定律，可以推导出***各电气量的关系为：
Figure BDA0002762800150000075
式(15)中，
Figure BDA0002762800150000076
为逆变器H输出电压基波分量，j为虚数符号，ω为***工作角频率，
Figure BDA0002762800150000077
为发射线圈Lp的电感值，
Figure BDA0002762800150000078
为初级侧补偿电容Cp的容值，
Figure BDA0002762800150000079
为发射线圈LP的电流，M为发射线圈LP与接收线圈Ls间的互感，
Figure BDA00027628001500000710
为接收线圈Ls的电流，
Figure BDA00027628001500000711
为接收线圈Ls的电感值，
Figure BDA00027628001500000712
为接收侧补偿电容Cs的容值，Re为电池交流等效负载，
Figure BDA00027628001500000713
为整流器输入端交流电压基波分量，
Figure BDA00027628001500000714
为整流器电流的基波含量，
Figure BDA00027628001500000715
为恒压补偿电容CSV的容值，
Figure BDA00027628001500000716
为流过恒压补偿电容CSV的电流。
根据式(7)和式(15)接收线圈电流表达式为：
Figure BDA00027628001500000717
式(16)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，j为虚数符号，VB为恒压充电时设定充电电压，
Figure BDA0002762800150000081
为补偿电感Lf的电感值，
Figure BDA0002762800150000082
为补偿电容Cf的容值，
Figure BDA0002762800150000083
为补偿电容CSV的容值。
接收线圈电流
Figure BDA0002762800150000084
与地面直流电源E的关系式为：
Figure BDA0002762800150000085
式(17)中，
Figure BDA0002762800150000086
为直流电源E的电压值，j为虚数符号，ω为***工作角频率，π为圆周率，M为发射线圈LP与接收线圈Ls间的互感，IB为恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA0002762800150000087
为接收线圈Ls的电流。
由式(11)、式(16)和式(17)可得，补偿电容Cf的容值
Figure BDA0002762800150000088
由式(18)确定：
Figure BDA0002762800150000089
式(18)中，
Figure BDA00027628001500000810
为直流电源E的电压值，ω为***工作角频率，π为圆周率，
Figure BDA00027628001500000811
为补偿电感Lf的电感值，VB为恒压充电时设定充电电压，IB为恒流充电时设定的电流值。
根据式(17)和(18)可得补偿电容CSV的容值
Figure BDA00027628001500000812
由式(20)确定：
Figure BDA00027628001500000813
式(19)中，
Figure BDA00027628001500000814
为直流电源E的电压值，ω为***工作角频率，π为圆周率，VB为恒压充电时设定充电电压，IB为恒流充电时设定的电流值。
本发明无线充电***在恒压充电模式时，为使接收侧LCC结构处于完全谐振状态，接收侧恒压补偿电容需要满足的条件为：
Figure BDA00027628001500000815
式(20)中，ω为***工作角频率，j为虚数符号，
Figure BDA00027628001500000816
为接收线圈Ls的电感值，
Figure BDA00027628001500000817
为接收侧补偿电容Cs的容值，
Figure BDA00027628001500000818
为补偿电容CSV的容值。
根据式(19)和式(20)可得，接收侧补偿电容Cs的容值
Figure BDA00027628001500000819
由式(21)确定：
Figure BDA00027628001500000820
式(21)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA0002762800150000091
为直流电源E的电压值，
Figure BDA0002762800150000092
为接收线圈Ls的电感值，VB为恒压充电时设定充电电压。
充电***在恒流充电时，接收侧为串联结构，为使***处于完全谐振状态，接收侧各项电气量需要满足的关系式为：
Figure BDA0002762800150000093
式(22)中，j为虚数符号，ω为***工作角频率，
Figure BDA0002762800150000094
为接收线圈Ls的电感值，
Figure BDA0002762800150000095
为补偿电感Lf的电感值，
Figure BDA0002762800150000096
为接收侧补偿电容Cs的容值，
Figure BDA0002762800150000097
为接收侧补偿电容Cf的容值，
Figure BDA0002762800150000098
为恒流补偿电容CSC的容值。
根据式(22)可得，恒流补偿电容CSC的容值
Figure BDA0002762800150000099
由式(23)确定：
Figure BDA00027628001500000910
式(23)中，π为圆周率，IB为恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA00027628001500000911
为直流电源E的电压值，ω为***工作角频率，
Figure BDA00027628001500000912
为补偿电感Lf的电感值，
Figure BDA00027628001500000913
为补偿电感Ls的电感值，VB为恒压充电时设定充电电压。
综上所述，当控制器K控制第一切换开关S1闭合，第二切换开关S2断开，充电***工作在恒压模式；当控制器K控制第一切换开关S1断开，第二切换开关S2闭合，充电***工作在恒流模式。
与现有技术相比，本发明的优势在于：
1、通过切换开关调节接收侧补偿结构即可实现接收侧恒流恒压输出，无需调节逆变器工作频率或脉宽，***能够在同一工作频率下输出与负载无关的恒定电流和电压，满足电池初期恒流充电、后期恒压充电的要求。***工作在恒流和恒压两种模式时都能够实现完全谐振，***效率高。
2、补偿电感Lf与补偿电容Cf串联形成等效电感，补偿电感Lf设计自由度高，通过增加补偿Lf的感值，能够在较宽负载范围内实现整流滤波器输入电流连续，避免恒压充电时因整流滤波器输入电流断续造成输出电压下降，使充电电压保持不变。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的说明。
图1为本发明的电路结构示意图；
图2为整流滤波器输入电流发生畸变时整流桥输入电压和电流示意图；
图3为本发明恒压模式下的等效电路图；
图4为本发明恒流模式下的等效电路图。
具体实施方式
如图1所示，本发明基于变次级结构的恒流恒压感应式无线充电***由发射部分和接收部分组成；发射部分包括依次串连连接的直流电源E、高频逆变器H、初级补偿电容Cp以及初级发射线圈LP；接收部分包括依次串联连接的接收线圈Ls、切换电路I、补偿电感Lf、整流滤波器R以及负载II，其特征在于接收线圈Ls与补偿电容Cs、补偿电容Cf、补偿电感Lf以及整流滤波器R依次串联连接；恒流补偿电容CSC与第一切换开关S1串联后的一端与补偿电容Cs和补偿电容Cf的公共点相连接，另一端与接收线圈Ls和整流滤波器R的公共点相连接；恒压补偿电容CSV与第二切换开关S2串联后的一端与补偿电容Cs和接收线圈Ls的公共点相连接，另一端与补偿电感Lf和补偿电容Cf的公共点相连接。第一切换开关S1和第一切换开关S2的控制端与控制器K连接。
图2为整流滤波器输入电流发生畸变时整流桥输入电压和电流示意图。图2中，im为理想情况下，整流滤波器输入电流，ir为电流整流器实际输入电流，ω为***工作角频率，ur为整流滤波器输入端电压，θ为整流滤波器实际输入电流与理想电流相位滞后角，
Figure BDA0002762800150000107
为整流滤波器输入端电压ur过零点与ir断续临界点之间的相位差，即整流滤波器输入电流断续角。
图3为恒压工作模式下本发明充电***等效电路。图3中，
Figure BDA0002762800150000101
为逆变器输出电压的基波分量，LP发射线圈，Cp补偿电容，Ls为接收线圈，Cs为接收侧补偿电容，CSV恒压补偿电容，Lf为补偿电感，Cf为补偿电容，
Figure BDA0002762800150000102
为发射线圈LP的电流，
Figure BDA0002762800150000103
为接收线圈Ls的电流，Re为电池等效交流负载。
图4为恒流工作模式下的充电***等效电路。图4中，
Figure BDA0002762800150000104
为逆变器输出电压的基波分量，LP发射线圈，Cp补偿电容，Ls为接收线圈，Cs为接收侧补偿电容，CSC恒流补偿电容，Lf为补偿电感，Cf为补偿电容，
Figure BDA0002762800150000105
为发射线圈LP的电流，
Figure BDA0002762800150000106
为接收线圈Ls的电流，Re为电池等效交流负载。
本实施例中：
所述第一切换开关S1闭合，第二切换开关S2断开，***实现恒压输出；所述第一切换开关S1断开，第二切换开关S2闭合，充电***实现恒流输出。为在宽负载范围内实现整流滤波器输入电流连续，所述补偿电感Lf的电感值
Figure BDA0002762800150000111
由式(1)决定：
Figure BDA0002762800150000112
式(1)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，VB为电池恒压充电时设定的电压值，IB为恒流充电时设定的电流值。
所述发射线圈LP与接收线圈Ls间的互感M由式(2)决定：
Figure BDA0002762800150000113
式(2)中，
Figure BDA0002762800150000114
为直流电源E的电压值，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为电池恒流充电时设定的电流值。
所述补偿电容Cf的电容值
Figure BDA0002762800150000115
由式(3)决定：
Figure BDA0002762800150000116
式(3)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA0002762800150000117
为直流电源E的电压值，
Figure BDA0002762800150000118
为补偿电感Lf的感值，VB为电池恒压充电时设定的电压值。
所述补偿电容Cs的电容值
Figure BDA0002762800150000119
由式(4)决定：
Figure BDA00027628001500001110
式(4)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为电池恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA00027628001500001111
为直流电源E的电压值，
Figure BDA00027628001500001112
为接收线圈Ls的感值，VB为电池恒压充电时设定的电压值。
所述恒压补偿电容CSV的电容值
Figure BDA00027628001500001113
由式(5)决定：
Figure BDA00027628001500001114
式(5)中，π为圆周率，IB为电池恒流充电时设定的电流值，ω为***工作角频率，VB为电池恒压充电时设定的电压值。
所述恒流补偿电容CSC的电容值
Figure BDA0002762800150000121
由式(6)决定：
Figure BDA0002762800150000122
式(6)中，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为电池恒流充电时设定的电流值，
Figure BDA0002762800150000123
为直流电源E的电压值，
Figure BDA0002762800150000124
为接收线圈Ls的电感值，
Figure BDA0002762800150000125
为补偿电感Lf的电感值，VB为电池恒压充电时设定的电压值。
控制器K控制第一切换开关S1断开、第二切换开关S2闭合，无线充电***即工作于恒流模式，对接收侧负载输出恒定电流，即向电池提供设定的恒定充电电流IB；适用于电池充电初期的恒流充电阶段。
控制器K控制第一切换开关S1闭合、第二切换开关S2断开，充电***即工作于恒压模式，对接收侧负载输出恒定电压，即向电池提供设定的恒定充电电压VB；适用于电池充电后期的恒压充电阶段。

Claims (2)

1.一种基于变次级结构的恒流恒压感应式无线充电***，由发射部分和接收部分组成；发射部分包括依次串联连接的直流电源E、高频逆变器H、初级补偿电容Cp以及初级发射线圈Lp；接收部分包括依次串联连接的接收线圈Ls、切换电路I、补偿电感Lf、整流滤波器R以及负载II，其特征在于：接收线圈Ls、补偿电容Cs、补偿电容Cf、补偿电感Lf以及整流滤波器R依次串联连接；恒压补偿电容CSV与第一切换开关S1串联后的一端与补偿电容Cs和补偿电容Cf的公共点相连接，恒压补偿电容CSV与第一切换开关S1串联后的另一端与接收线圈Ls和整流滤波器R的公共点相连接；恒流补偿电容CSC与第二切换开关S2串联后的一端与补偿电容Cs和接收线圈Ls的公共点相连接，恒流补偿电容CSC与第二切换开关S2串联后的另一端与补偿电感Lf和补偿电容Cf的公共点相连接；第一切换开关S1和第二切换开关S2的控制端与控制器K连接；所述无线充电***能够在宽负载范围内实现整流滤波器输入电流连续，使无线充电***恒压充电时***输出电压保持不变；
为保证恒压充电过程中，充电截止电流前整流器输入电流连续，所述补偿电感Lf的电感值
Figure FDA0003605315520000011
由式(1)决定：
Figure FDA0003605315520000012
所述发射线圈LP与接收线圈Ls间的互感由式(2)决定：
Figure FDA0003605315520000013
所述补偿电容Cf的电容值
Figure FDA0003605315520000014
由式(3)决定：
Figure FDA0003605315520000015
所述补偿电容Cs的电容值
Figure FDA0003605315520000016
由式(4)决定：
Figure FDA0003605315520000017
所述恒压补偿电容CSV的电容值
Figure FDA0003605315520000018
由式(5)决定：
Figure FDA0003605315520000019
所述恒流补偿电容CSC的电容值
Figure FDA00036053155200000110
由式(6)决定：
Figure FDA0003605315520000021
式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)中，
Figure FDA0003605315520000022
为直流电源E的输出电压值，π为圆周率，ω为***工作角频率，IB为电池恒流充电时设定的电流值，VB为电池恒压充电时设定的电压值，
Figure FDA0003605315520000023
为补偿电容Cf的电容值，
Figure FDA0003605315520000024
为恒压补偿电容CSV的电容值，
Figure FDA0003605315520000025
为恒流补偿电容CSC的电容值，
Figure FDA0003605315520000026
为补偿电容CS的电容值，
Figure FDA0003605315520000027
为接收线圈Ls的电感值。
2.根据权利要求1所述的无线充电***，其特征在于：所述第一切换开关S1闭合，所述第二切换开关S2断开，无线充电***实现恒压输出；所述第一切换开关S1断开，所述第二切换开关S2闭合，所述的无线充电***实现恒流输出。
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