CN112214061A - 偏置电路 - Google Patents

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Abstract

提供一种能够提高信号放大的线性度的偏置电路。偏置电路具备第1至第4晶体管和相位补偿电路，在第1晶体管中，基准电流或电压被供给到第1端子，第1端子和第2端子连接，在第2晶体管中，第1端子与第1晶体管的第3端子连接，第3端子连接于接地，在第3晶体管中，电源电压被供给到第1端子，第2端子与第1晶体管的第1端子连接，从第3端子向放大晶体管供给偏置电流或电压，在第4晶体管中，第1端子与第3晶体管的第3端子连接，第2端子与第2晶体管的第2端子连接，第3端子连接于接地，相位补偿电路设置在从第4晶体管经由第2和第1晶体管到达第3晶体管的路径上。

Description

偏置电路
技术领域
本发明涉及偏置电路。
背景技术
在便携式电话等移动通信终端中，使用对向基站发送的RF(Radio-Frequency，无线电频率)信号进行放大的功率放大电路。功率放大电路例如具备放大输入信号的晶体管和决定晶体管的工作点的偏置电路。
在功率放大电路中，要求与RF信号的输出功率无关地尽量使功率增益维持恒定并维持线性度。例如，在下述专利文献1中，公开了偏置电路具备负反馈路径并通过向放大RF信号的晶体管供给稳定的偏置电压，从而能够抑制线性度的劣化的功率放大电路。该偏置电路通过具备在负反馈路径内使RF信号的基波的频带衰减的滤波器电路，从而具有在DC工作点和调制波频带内具有增益特性并在基波频带内具有衰减特性的频率特性。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2018-98766号公报
近年来，作为应对5G(第5代移动通信***)等新的通信标准的无线LAN，推进了所谓的Wi-Fi6(注册商标)的实用化。在这样的新的通信标准中，可预见与以往的通信标准相比，通信密度变得更高，调制波频带变得更宽(例如，数十～数百MHz程度)。在应对调制波频带比较高的通信标准的功率放大电路中，在使用上述专利文献1中公开的偏置电路的情况下，偏置电路具有增益特性的频带也需要扩宽。
然而，如果要扩宽偏置电路的增益频带，则可能无法获得充足的相位余量，并且偏置电路的负反馈可能变得不稳定。另一方面，如果要在确保充足的相位余量的频带中使用偏置电路，则难以得到高的电压增益，因而偏置电路的反馈量不足，结果是信号的线性度可能劣化。
发明内容
发明要解决的课题
本发明是鉴于这样的情况而完成的，目的在于，提供即使在调制波频带的频率比较高的情况下，也能够使信号放大的线性度提高的偏置电路。
用于解决课题的手段
为了达成这样的目的，本发明的一个方面涉及的偏置电路是向对输入信号进行放大的放大晶体管供给偏置电流或偏置电压的偏置电路，具备：第1至第4晶体管，分别具有第1至第3端子；和相位补偿电路，将信号的相位提前，在第1晶体管中，基准电流或基准电压被供给到第1端子，第1端子和第2端子互相连接，在第2晶体管中，第1端子与第1晶体管的第3端子连接，第3端子连接于接地，在第3晶体管中，电源电压被供给到第1端子，第2端子与第1晶体管的第1端子连接，从第3端子向放大晶体管供给偏置电流或偏置电压，在第4晶体管中，第1端子与第3晶体管的第3端子连接，第2端子与第2晶体管的第2端子连接，第3端子连接于接地，相位补偿电路分别设置在从第4晶体管的第1端子经由第2晶体管以及第1晶体管到达第3晶体管的第2端子的路径上。
发明效果
根据本发明，能够提供即使在调制波频带的频率比较高的情况下，也能够提高信号放大的线性度的偏置电路。
附图说明
图1是示出具备本发明的第1实施方式涉及的偏置电路的功率放大电路的结构例的图。
图2是示出图1所示的偏置电路和比较例涉及的偏置电路中的电压增益和相位的模拟结果的曲线图。
图3是示出具备本发明的第2实施方式涉及的偏置电路的功率放大电路的结构例的图。
图4是示出具备本发明的第3实施方式涉及的偏置电路的功率放大电路的结构例的图。
图5是示出图1所示的偏置电路中的晶体管的变形例的图。
图6是示出图1所示的偏置电路中的晶体管的变形例的图。
图7是示出图1所示的偏置电路中的晶体管的变形例的图。
附图标记说明
100、100A～100E：功率放大电路
110：晶体管
120、120A～120E：偏置电路
121～124：晶体管
125、126：FET
111、127～130：MOSFET
140、140A：低通滤波器电路
150、150A、150B：高通滤波器电路
200、200A：单元
I1：电流源
C1～C3：电容器
L1～L3：电感器
R1～R3：电阻元件
具体实施方式
以下，参照附图来详细地对本发明的实施方式进行说明。此外，对同一要素标注同一附图标记，省略重复的说明。
图1是示出具备本发明的第1实施方式涉及的偏置电路的功率放大电路的结构例的图。功率放大电路100例如搭载在便携式电话等移动体通信设备中，用于放大向基站发送的无线频率(RF：Radio-Frequency)信号的功率。功率放大电路100例如放大2G(第2代移动通信***)、3G(第3代移动通信***)、4G(第4代移动通信***)、5G(第5代移动通信***)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)-FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，时分双工)、LTE-Advanced、和LTE-Advanced Pro等通信标准的发送信号。RF信号的基波频带例如为数百MHz～数十GHz程度。此外，功率放大电路100放大的信号的通信标准和频率不限于这些。
如图1所示，功率放大电路100例如具备：晶体管110、偏置电路120、电容器C1、电感器L1、L2和电阻元件R1。
晶体管110(放大晶体管)放大RF信号RFin(输入信号)并输出RF信号RFout。晶体管110例如利用异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等双极晶体管构成。
在晶体管110中，电源电压Vcc经由电感器L1供给到集电极，RF信号RFin经由电容器C1供给到基极，发射极连接于接地。偏置电流或偏置电压从偏置电路120经由电感器L2和电阻元件R1供给到晶体管110的基极。由此，从晶体管110的集电极，输出将RF信号RFin放大了的RF信号RFout。
偏置电路120通过向晶体管110的基极供给偏置电流或偏置电压，从而决定晶体管110的工作点。偏置电路120例如通过根据基准电流Iref调整偏置电流或偏置电压的水平，从而调整晶体管110的工作点。关于偏置电路的结构的细节，在后面叙述。
在电容器C1中，RF信号RFin供给到一端，另一端与晶体管110的基极连接。电容器C1截断RF信号所包含的直流分量，并使交流分量通过。
在电感器L1中，电源电压Vcc供给到一端，另一端与晶体管110的集电极连接。电感器L1抑制RF信号绕入电源电路(未图示)侧。
电阻元件R1串联连接在偏置电路120的输出端子与晶体管110的基极之间。电阻元件R1是与晶体管110的基极串联连接的镇流电阻。即，晶体管110具有如果元件的温度上升则集电极电流增大，由此温度进一步上升从而集电极电流增加这样的热正反馈特性。如果在晶体管110的基极设置镇流电阻，则产生由该镇流电阻的电阻值和晶体管110的基极电流的乘积决定的电压下降。因此，随着晶体管110的基极电流的增加，镇流电阻中的电压下降变大，并且供给到晶体管110的基极的偏置电压下降，因而结果是集电极电流的增加被抑制。
电感器L2设置在偏置电路120的输出端子与晶体管110的基极之间，并与电阻元件R1串联连接。电感器L2对RF信号绕入偏置电路120侧进行抑制。此外，功率放大电路100也可以不具备电阻元件R1、电感器L2，也可以包括在连接晶体管110和偏置电路120时产生的寄生电阻、寄生电感器而构成。
另外，晶体管110、电容器C1以及电阻元件R1例如也可以形成为一个单元200。在图1中，图示了对应于一个单元200的电路图，但是功率放大电路100也可以具备与单元200相同的结构的多个单元。
接下来，对偏置电路120的结构的细节进行说明。偏置电路120具备4个晶体管121～124、电流源11、2个电阻元件R2、R3和电容器C2。在本实施方式中，例如4个晶体管121～124均为HBT，并利用双极工艺分别制造在同一芯片上。
在晶体管121(第1晶体管)中，基准电流Iref从电流源I1供给到集电极(第1端子)，集电极和基极(第2端子)互相连接，发射极(第3端子)与晶体管122的集电极连接。
在晶体管122(第2晶体管)中，集电极(第1端子)与晶体管121的发射极连接，基极(第2端子)与晶体管124的基极连接，发射极(第3端子)连接于接地。此外，晶体管122的集电极和基极通过互相串联连接的电阻元件R3(第2电阻元件)和电容器C2(第2电容器)而连接。通过晶体管121和晶体管122纵向连接，从而在晶体管121的集电极生成与基准电流Iref相应的电压(例如2.6V程度)。
在晶体管123(第3晶体管)中，电源电压Vcc供给到集电极(第1端子)，基极(第2端子)与晶体管121的集电极连接，发射极(第3端子)经由电感器L2和电阻元件R1与晶体管110的基极连接。利用晶体管121以及晶体管122生成的电压供给到晶体管123的基极。由此，与基准电流Iref相应的偏置电流从晶体管123的发射极供给到晶体管110的基极。此外，偏置电压从晶体管123的发射极供给到晶体管110的基极。
在晶体管124(第4晶体管)中，集电极(第1端子)与晶体管123的发射极连接，基极(第2端子)与晶体管122的基极连接，发射极(第3端子)连接于接地。此外，晶体管124的集电极和基极通过电阻元件R2(第1电阻元件)连接。
电源电压Vcc供给到电流源11，基准电流Iref流经晶体管121和晶体管122。
电阻元件R2的一端与晶体管124的集电极连接，另一端与晶体管124的基极连接。
电阻元件R3和电容器C2互相串联连接，并且一端与晶体管122的集电极连接，另一端与晶体管122的基极连接。关于电阻元件R3和电容器C2的作用效果在后面叙述。
在偏置电路120中，如果晶体管110的输出功率增大，则从晶体管123的发射极供给到晶体管110的基极的偏置电流增加，晶体管123的发射极电压将要上升。此时，由于晶体管124的基极电压通过电阻元件R2也上升，因而晶体管124变成导通状态。通过电流流过晶体管124，从而晶体管123的发射极电压的过度上升被抑制。
此外，电阻元件R2以及电容器C2构成使输入到晶体管110的RF信号RFin的基波的频率分量衰减的低通滤波器电路140。即，如果RF信号RFin传播到晶体管124的集电极，则电阻元件R2以及电容器C2作为使该基波衰减的低通滤波器电路而起作用，由此晶体管124的基极电压的变动被抑制。由此，偏置电路120能够将稳定的偏置电流和偏置电压供给到晶体管110。另外，低通滤波器电路140例如可以具有使RF信号的基波(例如数百MHz～数十GHz程度)以及比基波高的频率分量衰减，并使调制波(例如数MHz～数十MHz程度)以及比调制波低的频率分量通过的频率特性。
进而，在偏置电路120中，如果晶体管123的发射极电压将要上升，则晶体管122的基极电压经由电阻元件R2也上升。由此，流过晶体管122的电流增加，晶体管121的集电极电压下降。随之，与晶体管121的集电极连接的晶体管123的基极电压下降，结果是流过晶体管123的电流减少这样的负反馈奏效。
这样，偏置电路120具有构成经由晶体管124的基极、晶体管122的基极、晶体管122的集电极、晶体管121的发射极以及晶体管121的基极到达晶体管123的基极的负反馈的路径X。通过该路径X可抑制晶体管123的发射极电压的过度的上升，由此可稳定地供给偏置电流和偏置电压。
在此，通过在路径X内设置有例如低通滤波器电路140等，从而在路径X中产生信号的相位延迟。如果该相位延迟接近例如180度，则由于负反馈变得接近正反馈而产生振荡，偏置电路120的稳定性受损。因此，为了确保偏置电路120的稳定性，针对180度的相位延迟，需要一定程度的余量(所谓的相位余量)。然而，特别地，在Wi-Fi6等新的通信标准中，如果信号的调制波频带变高，则充分地确保相位余量变得困难。
为了应对该问题，偏置电路120作为相位补偿电路而具备高通滤波器电路150。高通滤波器电路150通过设置在晶体管122的集电极·基极之间的电阻元件R3以及电容器C2构成。由于高通滤波器电路150具有将信号的相位提前的特性，因而能够抵消在路径X内产生的相位延迟。由此避免振荡，偏置电路120的稳定性提高。另外，高通滤波器电路150例如也可以具有使比调制波高的频率分量通过的频率特性。
图2是示出图1所示的偏置电路120和比较例涉及的偏置电路中的电压增益和相位的模拟结果的曲线图。在该曲线图中，实线300示出偏置电路120中的电压增益，实线301示出偏置电路120中的相位，虚线302示出比较例涉及的偏置电路中的电压增益，虚线303示出比较例涉及的偏置电路中的相位。所谓比较例涉及的偏置电路是如下结构：与图1所示的偏置电路120相比不具备高通滤波器电路150，作为低通滤波器电路在晶体管124的基极和接地之间具备电容器。在该曲线图中，纵轴表示偏置电路的电压增益(dB)和相位(deg)，横轴表示信号的频率(Hz)。
如虚线303所示，在比较例中，随着频率的上升，相移加剧。由此，例如在Wi-Fi5的调制波频带即40～80MHz带中，虽然相位余量确保为40～70度程度，但是如果变为Wi-Fi6的调制波频带即160MHz以上，则不能确保充足的相位余量。例如，增益变为0dB时的相位余量有60度程度，此时的频率为50MHz程度。即，在Wi-Fi6中，如果要确保充足的相位余量，则不得不降低电压增益。
另一方面，在偏置电路120中，如实线301所示，即使信号的频率上升，相位的偏移量与比较例相比也较缓。这被认为是起因于通过在负反馈的路径X内具备高通滤波器电路150，从而第1极和第2极互相远离(即，极点分离(pole splitting))。由此，例如在Wi-Fi5的调制波频带中，相位余量为100度程度，即使在Wi-Fi6的调制波频带中也基本上维持该相位余量。例如，增益变为0dB时的相位余量为80度程度，此时的频率为460MHz程度。因此，根据偏置电路120，与比较例相比即使是高的频率也可确保大的相位余量，换言之，能够提高电压增益。
如上述那样，在本实施方式涉及的偏置电路120中，在负反馈的路径X内(在本实施方式中是在晶体管122的集电极与基极之间)具有作为相位补偿电路的高通滤波器电路150。由此，能够将由于路径X内的低通滤波器电路140的多个极而延迟的相位提前，因而能够在宽的频带中确保相位余量。因此，即使在调制波频带的频率比较高的情况下，也能够将电压增益维持得高，能够使信号放大的线性度提高。
此外，在偏置电路120中，电容器C2兼作低通滤波器电路140和高通滤波器电路150这两者的要素。因而，与低通滤波器电路140以及高通滤波器电路150分别具备专有的电容器的结构相比，能够减少需要的元件数量。特别地，从晶体管124的基极来看，由于密勒效应，电容器C2看起来比起实际的电容值大晶体管122的电压增益倍。因此，作为低通滤波器电路，例如与在晶体管124的基极和接地之间设置电容器的结构相比，能够减小电容器C2的电容值。
另外，在本实施方式中，虽然示出了通过作为恒定电流的基准电流Iref控制偏置电路120的例子，但是偏置电路120也可以取代基准电流Iref而利用基准电压来调整偏置电流或偏置电压的水平。在该情况下，也可以向晶体管121的集电极供给作为恒定电压的基准电压。
此外，在上述偏置电路120中，示出了高通滤波器电路150设置在晶体管122的集电极·基极之间的结构，但是设置相当于高通滤波器电路150的相位补偿电路的场所不限于此。相位补偿电路只要设置在路径X内的任一处即可，例如也可以在晶体管121的基极与晶体管123的基极之间。
此外，偏置电路120也可以不具备低通滤波器电路140。即使在偏置电路120不具备低通滤波器电路140的情况下，例如起因于路径X内的晶体管的布局或布线的寄生电容和寄生电感所产生的相位的延迟也被高通滤波器电路150抵消。
此外，在图1中，示出了RF信号的功率在1级中被放大的结构，但是本偏置电路也可以适用于功率跨越2级以上的级而被放大的功率放大电路。在本偏置电路适用于在多级中放大功率的功率放大电路的情况下，例如，也可以适用于最终级的放大器。由于在最终级的放大器中，与其他级的放大器相比RF信号的输出功率变大，因而本偏置电路具备低通滤波器电路140以及高通滤波器电路150所产生的效果显著。在该情况下，适用于其他级的放大器的偏置电路也可以是与偏置电路120相比不具备晶体管124、低通滤波器电路140以及高通滤波器电路150的结构。
图3是示出具备本发明的第2实施方式涉及的偏置电路的功率放大电路的结构例的图。另外，在第2实施方式以后，省略对与第1实施方式共通的事项的描述，仅对不同点进行说明。特别地，对于基于同样的结构的同样的作用效果，不在每个实施方式中逐次提及。
如图3所示，功率放大电路100A与上述功率放大电路100相比，取代偏置电路120而具备偏置电路120A。偏置电路120A与偏置电路120相比，还具备电容器C3。
电容器C3的一端与晶体管124的集电极连接，另一端与晶体管124的基极连接。即，电容器C3与电阻元件R2并联连接。在偏置电路120A中，电阻元件R2和电容器C3构成低通滤波器电路140A，电阻元件R3和电容器C2、C3构成高通滤波器电路150A。
即使在这样的结构中，功率放大电路100A也实现与上述功率放大电路100同样的效果。此外，在偏置电路120A中，可以将电容器C3、C2的电容值分别设计为适合低通滤波器电路140A以及高通滤波器电路150A的值。
图4是示出具备本发明的第3实施方式涉及的偏置电路的功率放大电路的结构例的图。如图4所示，功率放大电路100B与上述功率放大电路100相比，取代偏置电路120而具备偏置电路120B。偏置电路120B与偏置电路120相比，取代电阻元件R3而具备电感器L3。
电感器L3在晶体管122的集电极和基极之间与电容器C2串联连接。电感器L3和电容器C2构成高通滤波器电路150B。
这样，构成高通滤波器电路的元件的组合不限于电阻元件和电容器，也可以是电感器等其他元件的组合。
图5至图7所示的功率放大电路100C～100E分别是示出图1所示的晶体管的变形例的图。
如图5所示，偏置电路120C与图1所示的偏置电路120相比，取代作为HBT的晶体管121、123而具备FET(Field-Effect Transistor，场效应晶体管)125、126。FET 125、126例如是N沟道的结型FET。
在FET 125(第1晶体管)中，漏极(第1端子)和栅极(第2端子)被连接，源极(第3端子)与晶体管122的集电极连接。在FET 126(第3晶体管)中，电源电压Vcc供给到漏极(第1端子)，栅极(第2端子)与FET 125的漏极连接，源极(第3端子)经由电感器L2以及电阻元件R1与晶体管110的基极连接，并且与晶体管124的集电极连接。由此，与基准电流Iref相应的偏置电流从FET 126的源极供给到晶体管110的基极。
由于偏置电路120C同时具有作为HBT的晶体管122、124和结型的FET 125、126，因而可以通过BiFET工艺来制造。所谓BiFET工艺，是将双极晶体管和FET形成在同一芯片上的制造工艺。
如图6所示，偏置电路120D与图1所示的偏置电路120相比，取代作为HBT的晶体管121、123而具备MOSFET(Metal-oxide-semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)127、128。
由于MOSFET 127(第1晶体管)、128(第3晶体管)的连接结构与图5所示的FET125、126的连接结构相同，因而省略详细的说明。
由于偏置电路120D同时具有作为HBT的晶体管122、124和MOSFET127、128，因而可以通过BiCMOS工艺来制造。所谓BiCMOS工艺，是将双极晶体管和CMOS形成在同一芯片上的制造工艺。
如图7所示，偏置电路120E与图6所示的偏置电路120D相比，取代作为HBT的晶体管122、124而具备MOSFET 129、130。此外，在功率放大电路100E中，与功率放大电路100相比，单元200A取代作为HBT的晶体管110而具备MOSFET 111。
在MOSFET 129(第2晶体管)中，漏极(第1端子)与MOSFET127的源极连接，栅极(第2端子)与MOSFET 130的栅极连接，源极(第3端子)连接于接地。此外，MOSFET 129的漏极和栅极之间通过高通滤波器电路150连接。
在MOSFET 130(第4晶体管)中，漏极(第1端子)与MOSFET 128的源极连接，栅极(第2端子)与MOSFET 129的栅极连接，源极(第3端子)连接于接地。此外，MOSFET130的漏极和栅极之间通过电阻元件R2连接。
由于偏置电路120E不具备HBT，所有晶体管通过MOSFET构成，因而可以通过CMOS工艺或SOI工艺来制造。
在MOSFET 111中，电源电压Vcc经由电感器L1供给到漏极，RF信号RFin经由电容器C1供给到栅极，源极连接于接地。偏置电流或偏置电压从偏置电路120E经由电感器L2以及电阻元件R1供给到晶体管110的栅极。
这样，功率放大电路100具备的放大晶体管以及偏置电路120具备的晶体管不限于双极晶体管，其一部分或全部也可以是结型的FET或MOSFET。例如，由于FET与双极晶体管相比能够以低的阈值电压工作，因而与上述偏置电路120相比，能够以低电压工作，能够降低电池的功率消耗。
以上，对本发明的例示的实施方式进行了说明。偏置电路120、120A～120E是向放大输入信号的放大晶体管供给偏置电流或偏置电压的偏置电路，具备：第1至第4晶体管，分别具有第1至第3端子；和相位补偿电路，将信号的相位提前，在第1晶体管中，基准电流或基准电压被供给到第1端子，第1端子和第2端子互相连接，在第2晶体管中，第1端子与第1晶体管的第3端子连接，第3端子连接于接地，在第3晶体管中，电源电压被供给到第1端子，第2端子与第1晶体管的第2端子连接，从第3端子向放大晶体管供给偏置电流或偏置电压，在第4晶体管中，第1端子与第3晶体管的第3端子连接，第2端子与第2晶体管的第2端子连接，第3端子连接于接地，相位补偿电路分别设置在从第4晶体管的第1端子经由第2晶体管以及第1晶体管到达第3晶体管的第2端子的路径上。由此，由于能够由相位补偿电路将在该路径中产生的相位的延迟提前，因而能够在宽的频带中确保相位余量。因而，即使在调制波频带的频率比较高的情况下，也能够维持高的电压增益，并能够使信号放大的线性度提高。
偏置电路120、120A～120E还具备：低通滤波器电路，设置在从第4晶体管的第1端子经由第2晶体管以及第1晶体管到达第3晶体管的第2端子的路径上，并具有使输入信号的基波的频率分量衰减的频率特性。在低通滤波器电路中，由于信号的相位延迟，因而本发明合适地起作用。
在偏置电路120、120B～120E中，低通滤波器电路包括：第1电阻元件，连接在第4晶体管的第1端子与第2端子之间；和第1电容器，连接在第2晶体管的第1端子与第2端子之间。由此，由于第1电容器能够兼作低通滤波器电路和相位补偿电路这两者的要素，因而与各电路分别具备专有的电容器的结构相比，能够减少所需的元件数量。
在偏置电路120、120A～120E中，相位补偿电路的结构没有特别限定，例如也可以是包括在第2晶体管的第1端子和第2端子之间互相串联连接的第2电容器以及第2电阻元件的高通滤波器电路。
在偏置电路120、120A、120B中，第1至第4晶体管是HBT。由于所有4个晶体管是HBT，因此能够利用双极工艺在同一芯片上制造偏置电路。
在偏置电路120C、120D中，第1以及第3晶体管是FET，第2以及第4晶体管是HBT。FET与HBT相比能够以低的阈值电压工作，因而与偏置电路120相比能够以低电压工作，能够降低电池的功率消耗。
以上说明的各实施方式用于使本发明容易理解，而不是用于对本发明进行限定和解释。本发明能够不脱离其主旨地被变更或改进，并且其等价物也包括在本发明中。即，本领域技术人员对各实施方式适当施加了设计变更的实施方式，只要具备本发明的特征，就也包括在本发明的范围中。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等，并不限定于例示的内容，而是能够适当变更。此外，各实施方式具备的各要素在技术上可行的限度内可以组合，它们的组合只要包括本发明的特征，就也包括在本发明的范围内。

Claims (7)

1.一种偏置电路，向对输入信号进行放大的放大晶体管供给偏置电流或偏置电压，所述偏置电路具备：
第1晶体管至第4晶体管，分别具有第1端子至第3端子；和
相位补偿电路，将信号的相位提前，
在所述第1晶体管中，基准电流或基准电压被供给到第1端子，第1端子和第2端子互相连接，
在所述第2晶体管中，第1端子与所述第1晶体管的第3端子连接，第3端子连接于接地，
在所述第3晶体管中，电源电压被供给到第1端子，第2端子与所述第1晶体管的第1端子连接，从第3端子向所述放大晶体管供给所述偏置电流或偏置电压，
在所述第4晶体管中，第1端子与所述第3晶体管的第3端子连接，第2端子与所述第2晶体管的第2端子连接，第3端子连接于接地，
所述相位补偿电路分别设置在从所述第4晶体管的第1端子经由所述第2晶体管以及所述第1晶体管到达所述第3晶体管的第2端子的路径上。
2.根据权利要求1所述的偏置电路，其中，
还具备：低通滤波器电路，设置在从所述第4晶体管的第1端子经由所述第2晶体管以及所述第1晶体管到达所述第3晶体管的第2端子的路径上，并具有使所述输入信号的基波的频率分量衰减的频率特性。
3.根据权利要求2所述的偏置电路，其中，
所述低通滤波器电路包括：
第1电阻元件，连接在所述第4晶体管的第1端子与第2端子之间；和
第1电容器，连接在所述第2晶体管的第1端子与第2端子之间。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的偏置电路，其中，
所述相位补偿电路是高通滤波器电路。
5.根据权利要求4所述的偏置电路，其中，
所述高通滤波器电路包括：第2电容器和第2电阻元件，在所述第2晶体管的第1端子与第2端子之间互相串联连接。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的偏置电路，其中，
所述第1晶体管至第4晶体管是异质结双极晶体管。
7.根据权利要求1至5中任一项所述的偏置电路，其中，
所述第1晶体管和第3晶体管是FET，所述第2晶体管和第4晶体管是异质结双极晶体管。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20230246599A1 (en) * 2022-01-31 2023-08-03 Qorvo Us, Inc. Power amplifier with feedback ballast resistance

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0472128A2 (en) * 1990-08-20 1992-02-26 Oki Electric Industry Co., Ltd. Constant-voltage generation circuit
US20020084854A1 (en) * 2000-12-29 2002-07-04 Apel Thomas R. RF power amplifier with distributed bias circuit
US20080007242A1 (en) * 2006-07-07 2008-01-10 Tomokazu Kojima Power supply circuit
US20080079495A1 (en) * 2006-09-29 2008-04-03 Sharp Kabushiki Kaisha Bias circuit and power amplifier
CN101227146A (zh) * 2006-12-08 2008-07-23 精工电子有限公司 电压调节器
CN102566639A (zh) * 2010-12-09 2012-07-11 精工电子有限公司 电压调节器
US20150277458A1 (en) * 2014-03-25 2015-10-01 Seiko Instruments Inc. Voltage regulator
CN106100594A (zh) * 2015-04-30 2016-11-09 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN106357226A (zh) * 2015-07-15 2017-01-25 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN206775475U (zh) * 2016-07-01 2017-12-19 株式会社村田制作所 偏置电路
CN108933574A (zh) * 2017-05-23 2018-12-04 株式会社村田制作所 功率放大电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7365604B2 (en) * 2005-12-16 2008-04-29 Mediatek Inc. RF amplifier with a bias boosting scheme
JP2018098766A (ja) 2016-12-09 2018-06-21 株式会社村田製作所 バイアス回路
US10148226B2 (en) 2016-12-09 2018-12-04 Murata Manufacturing Co., Ltd. Bias circuit

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0472128A2 (en) * 1990-08-20 1992-02-26 Oki Electric Industry Co., Ltd. Constant-voltage generation circuit
US20020084854A1 (en) * 2000-12-29 2002-07-04 Apel Thomas R. RF power amplifier with distributed bias circuit
US20080007242A1 (en) * 2006-07-07 2008-01-10 Tomokazu Kojima Power supply circuit
US20080079495A1 (en) * 2006-09-29 2008-04-03 Sharp Kabushiki Kaisha Bias circuit and power amplifier
CN101227146A (zh) * 2006-12-08 2008-07-23 精工电子有限公司 电压调节器
CN102566639A (zh) * 2010-12-09 2012-07-11 精工电子有限公司 电压调节器
US20150277458A1 (en) * 2014-03-25 2015-10-01 Seiko Instruments Inc. Voltage regulator
CN106100594A (zh) * 2015-04-30 2016-11-09 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN106357226A (zh) * 2015-07-15 2017-01-25 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN206775475U (zh) * 2016-07-01 2017-12-19 株式会社村田制作所 偏置电路
CN108933574A (zh) * 2017-05-23 2018-12-04 株式会社村田制作所 功率放大电路

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