CN112187088A - 一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法。本发明对电压外环输出进行正序电流限幅，防止因为大量的不平衡负载导致储能变流器过流。同时外环输出作为正序电流给定，仅对内环进行正序电流进行控制，而负序电流不进行控制，提高输出电压的平衡度。这样使得控制算法得到大大简化，同时输出电压波形质量得到大幅提高。

Description

一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法

技术领域

本发明涉及一种通过软件控制算法实现三相三线或三相四线储能变流器的离网带不平衡负载能力的方法，属于储能变流器技术领域。

背景技术

储能变流器是目前储能***的核心单位之一，其利用电力电子技术对功率器件进行控制，在并网状态下可以对电网进行调峰调频，或者平抑新能源引起的能量波动；在离网状态下对本地负载进行独立供电。在独立供电时本地负载可能存在大量的单相负载，这就导致三相储能变流器离网时各相负载出现不平衡。如果采用传统的虚拟同步技术进行控制，那么会导致变流器输出电压出现不平衡，影响负载使用。严重时可能会导致储能变流器单相输出过流，甚至导致变流器保护动作或者损坏。

现有技术提出采用PI+多谐振并联(PIR)电压控制器对输出电压不平衡进行抑制(文献【1】：不平衡与非线性混合负载下的虚拟同步发电机控制策略，石荣亮，张兴，刘芳等，中国电机工程学报，2016年11月20日)。文献【1】由于引入了谐振控制器，将会影响储能变流器多台离网并联运行时的均流效果。现有技术还有采用正负序双矢量控制策略对正负序电压分别进行控制，虽然控制效果良好，但是算法非常复杂，不利于工程应用。同时在储能变流器多台离网并联应用时，负序电压同样需要下垂控制，导致实际的控制效果并不理想。在三相四线或三相四桥臂储能变流器还有采用三相独立控制的方式来抑制输出电压不平衡，但是这种方法不适用于三相三线储能变流器。

发明内容

本发明的目的是：提供一种简化的用于控制储能变流器的控制算法，并使输出电压波形质量得到提高。

为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供了一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：采集三相全桥电路输出的三相电感电流I_a、I_b、I_c，三相负载电流I_aL、I_bL、I_cL，三相负载电压U_a、U_b、U_c，经过CLARKER变换得到U_α、U_β、I_α、I_β，U_α、U_β表示两相静止坐标系下的负载电压，I_α、I_β表示两相静止坐标系下的电感电流；再经过虚拟同步机的角频率积分角Θ进行PARK变换得到U_d、U_q、I_d1、I_q1、I_dL、I_qL，U_d表示旋转坐标系下的d轴负载电压，U_q表示旋转坐标系下的q轴负载电压，I_d1表示旋转坐标系下的d轴电感电流、I_q1表示旋转坐标系下的q轴电感电流、I_dL表示旋转坐标系下的d轴负载电流、I_qL表示表示旋转坐标系下的q轴负载电流；

步骤2：根据步骤1所得到的正序旋转坐标轴下的电流，由下式计算正序电流：

式中，I_d+表示电感电流d轴正序分量，s表示微分算子，I_q+表示电感电流q轴正序分量、I_dL+表示负载电流d轴正序分量，I_qL+表示负载电流q轴正序分量，ω_c表示陷波器需要滤除的角频率，K表示陷波器的品质因子；

步骤3：将步骤2获得的正序电流进行逆PARK变换得到I_α+、I_β+，I_α+、I_β+表示正序电感电流在两相静止坐标系下的分量，采用下列公式计算负序电流：

I_α-＝I_α-I_α+

I_β-＝I_β-I_β+

利用步骤1中的角频率积分角Θ获得负序角度，I_α-、I_β-表示负序电感电流在两相静止坐标系下的分量，再将I_α-、I_β-在负序角度下进行PARK变换得到I_d-、I_q-，I_d-表示电感电流d轴负序分量，I_q-表示电感电流q轴负序分量；

或者将步骤1中的I_α、I_β在负序角度下进行PARK变换得到I_d2、I_q2，再通过下式计算负序电流：

步骤4：将步骤3得到的I_d-、I_q-经过一阶或二阶低通滤波环节进行简单滤波得到I_d1-、I_q1-；

步骤5：采用虚拟同步机的定子电势在两相旋转坐标系下的参考值U_dref，U_qref，以及d轴正序电流参考I_dref、q轴正序电流参考I_qref通过下式计算负载电磁转矩T_e：

式中，ω表示虚拟同步机角速度；

经过功角控制方程

T_m表示虚拟同步机机械转矩、T_e表示虚拟同步机电磁转矩、T_d表示虚拟同步机阻尼转矩、D_P表示阻尼系数、ω₀表示***基频，计算虚拟同步机角速度ω，并计算虚拟同步机的角频率积分角Θ；

步骤6：虚拟同步机电压下垂控制中的无功功率Q计算同样采用虚拟同步机的定子电势在两相旋转坐标系下的参考值U_dref，U_qref，以及d轴正序电流参考I_dref、q轴正序电流参考I_qref，通过下式计算：

结合***给定的无功功率Q，通过无功控制方程ΔE_Q＝k_q(Q_ref-Q)得到虚拟同步机的定子电势参考U_dref，U_qref，式中，ΔE_Q表示无功引起的电压下垂分量、k_q表示无功电压下垂系数，Q_ref表示无功功率参考，再根据下式计算负载电压参考：

式中，U_Ldref表示d轴负载电压参考，U_Lqref表示q轴负载电压参考，R表示虚拟同步机的虚拟定子电阻，L表示虚拟同步机的虚拟定子电抗；

步骤7：根据下式进行负载电压控制，并计算I_dref、I_qref，同时加入负载电流I_dL+、I_qL+前馈加速对负载动态的响应，如果电压控制方程的控制速度较快，那么负载电流前馈可以取消：

式中，τ表示低通滤波时间常数，K_P表示PI调节器比例系数，K_I表示PI调节器积分系数；

步骤8：根据步骤4得到的负序电流I_d1-、I_q1-，根据下式计算正序无功电流限幅值I_q+Limt：

I_q+Limt＝I_qpeak-abs(I_q1-)

式中，I_qpeak表示***无功电流允许的最大值；

通过I_q+Limt对I_qref进行限幅，保存当前控制的无功电流值I_qc＝abs(I_qref)+abs(I_q1-)；

步骤9：根据步骤8中的I_qc可以通过开方运算计算

其中I_peak为最大允许输出的电流峰值，I_dLimit表示有功电流的限幅值。计算结束后I_dLimit限幅至I_dpeak，I_dpeak表示***有功电流允许的最大值。再通过I_d+Limit＝I_dLimit-abs(I_d1-)计算正序电流的限幅值I_d+Limit。上述过程中计算I_dLimit涉及到开方运算，实际程序中进行开方运算可能非常耗CPU资源，可以通过下面方法进行运算。首先离线计算

当I_qc<I_qM时，I_dLimit限制到I_dpeak；

其次，当I_qc>I_qM，离线计算

并将结果进行拟合；再将I_dLimit限制到I_dc，最后再通过I_d+Limit＝I_dLimit-abs(I_d1-)计算正序电流的限幅值I_d+Limit；

步骤10：将步骤7中计算得到的I_dref用I_d+Limit进行限幅；将经过限幅处理的I_dref、I_qref通过电流内环控制方程进行控制，最终输出PWM驱动波形。

优选地，步骤3中，所述负序角度将角频率积分角Θ取负得到，或者在角频率积分角Θ中增加或减少任意角度实现，或者仅将角频率积分角Θ进行方向积分实现。

优选地，在计算步骤5中所述的电磁转矩T_e和步骤6中所述的无功功率Q时，通过在两相或三相静止坐标系下的参考值进行计算，或者通过低通滤波器对实际采样值进行滤波后，进行计算。

优选地，步骤9中，离线计算I_dc时，将开运算计算结果按照一次曲线或者二次曲线进行拟合，按照二次曲线进行拟合时，拟合的公式为I_dc＝C+BI_qc+

C、B、A表示二次曲线系数。

优选地，仅控制正序电感电流，而不控负序电感电流，通过步骤8、9中的限流方式完成对正序电流的限幅，保证电感电流不超限的同时，使得输出负载电压基本维持平衡。

优选地，步骤10中，所述电流内环控制方程为：

式中，U_dM表示电流环输出d轴电压，τ₁表示电流环低通滤波时间常数，U_qM表示电流环输出q轴电压，K_P1表示电流环PI调节器比例系数，K_I1表示电流环PI调节器积分系数；

随后将U_dM和U_qM经过调制比换算，然后经过调制算法，最终输出所述PWM驱动波形。

本发明对电压外环输出进行正序电流限幅，防止因为大量的不平衡负载导致储能变流器过流。同时外环输出作为正序电流给定，仅对内环进行正序电流进行控制，而负序电流不进行控制，提高输出电压的平衡度。这样使得控制算法得到大大简化，同时输出电压波形质量得到大幅提高。

附图说明

图1为三相全桥拓扑；

图2为虚拟同步算法控制；

图3为标准双环及电流限幅控制。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

参照图1、图2、图3，本发明提供的一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法具体包括以下步骤：

步骤1：采集三相全桥电路输出的三相电感电流I_a、I_b、I_c，三相负载电流I_aL、I_bL、I_cL，三相负载电压U_a、U_b、U_c，经过CLARKER变换得到U_α、U_β、I_α、I_β，U_α、U_β表示两相静止坐标系下的负载电压，I_α、I_β表示两相静止坐标系下的电感电流；再经过虚拟同步机的角频率积分角Θ进行PARK变换得到U_d、U_q、I_d1、I_q1、I_dL、I_qL，U_d表示旋转坐标系下的d轴负载电压，U_q表示旋转坐标系下的q轴负载电压，I_d1表示旋转坐标系下的d轴电感电流、I_q1表示旋转坐标系下的q轴电感电流、I_dL表示旋转坐标系下的d轴负载电流、I_qL表示表示旋转坐标系下的q轴负载电流。

步骤2：根据步骤1所得到的正序旋转坐标轴下的电流，可由下式计算正序电流，其中本实施例主要是滤波2次的影响因此下式中陷波器需要滤除的角频率ω_c取120Hz、陷波器的品质因子Q可取0.707。

式中，I_d+表示电感电流d轴正序分量，s表示微分算子，I_q+表示电感电流q轴正序分量、I_dL+表示负载电流d轴正序分量，I_qL+表示负载电流q轴正序分量，ω_c表示陷波器需要滤除的角频率，K表示陷波器的品质因子。

步骤3，将步骤2获得的正序电流进行逆PARK变换得到I_α+、I_β+，I_α+、I_β+表示正序电感电流在两相静止坐标系下的分量，采用下列公式计算负序电流：

I_α-＝I_α-I_α+

I_β-＝I_β-I_β+

利用步骤1中的角频率积分角Θ获得负序角度，I_α-、I_β-表示负序电感电流在两相静止坐标系下的分量，再将I_α-、I_β-在负序角度下进行PARK变换得到I_d-、I_q-，I_d-表示电感电流d轴负序分量，I_q-表示电感电流q轴负序分量；

或者将步骤1中的I_α、I_β在负序角度下进行PARK变换得到I_d2、I_q2，再通过下式计算负序电流：

步骤4：将步骤3得到的I_d-、I_q-经过一阶或二阶低通滤波环节进行简单滤波得到I_d1-、I_q1-。

步骤5：采用虚拟同步机的定子电势在两相旋转坐标系下的参考值U_dref，U_qref,以及d轴正序电流参考I_dref、q轴正序电流参考I_qref通过下式计算负载电磁转矩T_e：

式中，ω表示虚拟同步机角速度；

经过功角控制方程

T_m表示虚拟同步机机械转矩、T_e表示虚拟同步机电磁转矩、T_d表示虚拟同步机阻尼转矩、D_P表示阻尼系数、ω₀表示***基频，计算虚拟同步机角速度ω，并计算虚拟同步机的角频率积分角Θ。阻尼系数D_P可以模拟有功频率下垂特性，本实施例按满载有功功率引起1Hz的频率变化计算D_P。

步骤6：虚拟同步机电压下垂控制中的无功功率Q计算同样采用虚拟同步机的定子电势在两相旋转坐标系下的参考值U_dref，U_qref,以及d轴正序电流参考I_dref、q轴正序电流参考I_qref，通过下式计算：

结合***给定的无功功率Q，通过无功控制方程ΔE_Q＝k_q(Q_ref-W)得到虚拟同步机的定子电势参考U_dref，U_qref，式中，ΔE_Q表示无功引起的电压下垂分量、k_q表示无功电压下垂系数，Q_ref表示无功功率参考。本实施例取满载无功功率变化引起10％电压变化即可。再根据下式计算负载电压参考，其中微分的实现方法有多种，这不在本发明的讨论范畴。本实施例中：R表示虚拟同步机的虚拟定子电阻，取0.4Ω；L表示虚拟同步机的虚拟定子电抗，取3mH。

式中，U_Ldref表示d轴负载电压参考，U_Lqref表示q轴负载电压参考。

步骤7：根据下式进行负载电压控制，并计算I_dref、I_qref，同时可以加入负载电流I_dL+、I_qL+前馈加速对负载动态的响应。本实施例中：低通截止频率取40Hz左右；K_P表示PI调节器比例系数，K_P＝0.314；K_I表示PI调节器积分系数，K_I＝2.943。

式中，τ表示低通滤波时间常数。

步骤8：根据步骤4得到的负序电流I_d1-、I_q1-，根据下式计算正序无功电流限幅值I_q+Limt：

I_q+Limt＝I_qpeak-abs(I_q1-)

式中，I_qpeak表示***无功电流允许的最大值，本实施例I_qpeak的值为51A；。

通过I_q+Limt对I_qref进行限幅。保存当前控制的无功电流值I_qc＝abs(I_qref)+abs(I_q1-)。

步骤9：根据步骤8中的I_qc可以通过开方运算计算

其中，I_peak为最大允许输出的电流峰值，I_dLimit表示表示有功电流的限幅值。计算结束后I_dLimit限幅至I_dpeak。再通过I_d+Limit＝I_dLimit-abs(I_d1-)计算正序电流的限幅值，I_d+Limit表示正序电流的限幅值。上述过程中计算I_dLimit涉及到开方运算，实际程序中进行开方运算可能非常耗CPU资源，可以通过下面方法进行运算：

首先离线计算

I_dpeak表示***有功电流允许的最大值。当I_qc<I_qM时，I_dLimit限制到I_dpeak。其次，当I_qc>I_qM，离线计算

并将结果按照二次曲线进行拟合，拟合的公式为

C、B、A表示二次曲线系数。再将I_dLimit限制到I_dc。最后再通过I_d+Limit＝I_dLimit-abs(I_d1-)计算正序电流的限幅值I_d+Limit。本实施例中I_peak＝56.1A，因此I_qM为23.4A。当I_qc<23.4A，I_dLimit限制到I_dpeak＝51A。当I_qc>23.4A，拟合公式为：

步骤10，将步骤7中计算得到的I_dref用I_d+Limit进行限幅。将经过限幅处理的I_dref、I_qref通过下式进行控制。本实施例中：低通滤波截止频率取3.5kHz；K_P1表示电流环PI调节器比例系数，K_P1＝2.39；K_I1表示电流环PI调节器积分系数，K_I1＝692.9。

式中，U_dM表示电流环输出d轴电压，τ₁表示电流环低通滤波时间常数，U_qM表示电流环输出q轴电压。

步骤11，将U_dM和U_qM经过调制比换算，然后经过相关的调制算法，就可以最终输出PWM驱动波形。本实施例采用SVPWM的调试算法进行PWM调制。

本发明通过对储能变流器的，通过巧妙的正序电流限幅设计，解决储能变流器在带不平衡负载时由于负序电流的存在可能导致的输出电流过大，甚至引起储能变流器损坏的现象。同时通过这种控制方法，使得储能变流器在带100％不平衡负载时，各相电压基本保持平衡。最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本方法的技术方案，而非对本方法保护范围的限制，如硬件拓扑可以是两电平也可以是三电平，可以是三相三线制，也可以是三相四线制。尽管参照较佳实施例对本方法作了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本方法的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本方法技术方案的实质和范围。

Claims (6)

1.一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：采集三相全桥电路输出的三相电感电流I_a、I_b、I_c，三相负载电流I_aL、I_bL、I_cL，三相负载电压U_a、U_b、U_c，经过CLARKER变换得到U_α、U_β、I_α、I_β，U_α、U_β表示两相静止坐标系下的负载电压，I_α、I_β表示两相静止坐标系下的电感电流；再经过虚拟同步机的角频率积分角Θ进行PARK变换得到U_d、U_q、I_d1、I_q1、I_dL、I_qL，U_d表示旋转坐标系下的d轴负载电压，U_q表示旋转坐标系下的q轴负载电压，I_d1表示旋转坐标系下的d轴电感电流、I_q1表示旋转坐标系下的q轴电感电流、I_dL表示旋转坐标系下的d轴负载电流、I_qL表示表示旋转坐标系下的q轴负载电流；

步骤2：根据步骤1所得到的正序旋转坐标轴下的电流，由下式计算正序电流：

式中，I_d+表示电感电流d轴正序分量，s表示微分算子，I_q+表示电感电流q轴正序分量、I_dL+表示负载电流d轴正序分量，I_qL+表示负载电流q轴正序分量，ω_c表示陷波器需要滤除的角频率，K表示陷波器的品质因子；

步骤3：将步骤2获得的正序电流进行逆PARK变换得到I_α+、I_β+，I_α+、I_β+表示正序电感电流在两相静止坐标系下的分量，采用下列公式计算负序电流：

I_α-＝I_α-I_α+

I_β-＝I_β-I_β+

利用步骤1中的角频率积分角Θ获得负序角度，I_α-、I_β-表示负序电感电流在两相静止坐标系下的分量，再将I_α-、I_β-在负序角度下进行PARK变换得到I_d-、I_q-，I_d-表示电感电流d轴负序分量，I_q-表示电感电流q轴负序分量；

或者将步骤1中的I_α、I_β在负序角度下进行PARK变换得到I_d2、I_q2，再通过下式计算负序电流：

步骤4：将步骤3得到的I_d-、I_q-经过一阶或二阶低通滤波环节进行简单滤波得到I_d1-、I_q1-；

步骤5：采用虚拟同步机的定子电势在两相旋转坐标系下的参考值U_dref，U_qref以及d轴正序电流参考I_dref、q轴正序电流参考I_qref通过下式计算负载电磁转矩T_e：

式中，ω表示虚拟同步机角速度；

经过功角控制方程

T_m表示虚拟同步机机械转矩、T_e表示虚拟同步机电磁转矩、T_d表示虚拟同步机阻尼转矩、D_P表示阻尼系数、ω₀表示***基频，计算虚拟同步机角速度ω，并计算虚拟同步机的角频率积分角Θ；

步骤6：虚拟同步机电压下垂控制中的无功功率Q计算同样采用虚拟同步机的定子电势在两相旋转坐标系下的参考值U_dref，U_qref，以及d轴正序电流参考I_dref、q轴正序电流参考I_qref，通过下式计算：

结合***给定的无功功率Q，通过无功控制方程ΔE_Q＝k_q(Q_ref-Q)得到虚拟同步机的定子电势参考U_dref，U_qref，式中，ΔE_Q表示无功引起的电压下垂分量、k_q表示无功电压下垂系数、Q_ref表示无功功率参考，再根据下式计算负载电压参考：

式中，U_Ldref表示d轴负载电压参考，U_Lqref表示q轴负载电压参考，R表示虚拟同步机的虚拟定子电阻，L表示虚拟同步机的虚拟定子电抗；

步骤7：根据下式进行负载电压控制，并计算I_dref、I_qref，同时加入负载电流I_dL+、I_qL+前馈加速对负载动态的响应，如果电压控制方程的控制速度较快，那么负载电流前馈可以取消：

式中，τ表示低通滤波时间常数，K_P表示PI调节器比例系数，K_I表示PI调节器积分系数；

步骤8：根据步骤4得到的负序电流I_d1-、I_q1-，根据下式计算正序无功电流限幅值I_q+Limt：

I_q+Limt＝I_qpeak-abs(，_q1-)

式中，I_qpeak表示***无功电流允许的最大值；

通过I_q+Limt对I_qref进行限幅，保存当前控制的无功电流值I_qc＝abs(I_qref)+abs(I_q1-)；

步骤9：首先离线计算

当I_qc＜I_qM时，I_dLimit限制到I_dpeak，其中，I_peak为最大允许输出的电流峰值，I_dLimit表示有功电流的限幅值，I_dpeak表示***有功电流允许的最大值；

其次，当I_qc＞I_qM，离线计算

并将结果进行拟合；再将I_dLimit限制到I_dc，最后再通过I_d+Limit＝I_dLimit-abs(I_d1-)计算正序电流的限幅值I_d+Limit；

步骤10：将步骤7中计算得到的I_dref用I_d+Limit进行限幅；将经过限幅处理的I_dref、I_qref通过电流内环控制方程进行控制，最终输出PWM驱动波形。

2.如权利要求1所述的一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法，其特征在于，步骤3中，所述负序角度将角频率积分角Θ取负得到，或者在角频率积分角Θ中增加或减少任意角度实现，或者仅将角频率积分角Θ进行方向积分实现。

3.如权利要求1所述的一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法，其特征在于，在计算步骤5中所述的电磁转矩T_e和步骤6中所述的无功功率P时，通过在两相或三相静止坐标系下的参考值进行计算，或者通过低通滤波器对实际采样值进行滤波后，进行计算。

4.如权利要求1所述的一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法，其特征在于，步骤9中，离线计算I_dc时，将开运算计算结果按照一次曲线或者二次曲线进行拟合，按照二次曲线进行拟合时，拟合的公式为

C、B、A表示二次曲线系数。

5.如权利要求1所述的一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法，其特征在于，仅控制正序电感电流，而不控负序电感电流，通过步骤8、9中的限流方式完成对正序电流的限幅，保证电感电流不超限的同时，使得输出负载电压基本维持平衡。

6.如权利要求1所述的一种基于虚拟同步机的不平衡负载控制方法，其特征在于，步骤10中，所述电流内环控制方程为：

式中，U_dM表示电流环输出d轴电压，τ₁表示电流环低通滤波时间常数，U_qM表示电流环输出q轴电压，K_P1表示电流环PI调节器比例系数，K_I1表示电流环PI调节器积分系数；

随后将U_dM和U_qM经过调制比换算，然后经过调制算法，最终输出所述PWM驱动波形。

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