CN112134472A - 基于mmc换流器的双端***直流侧谐振控制方法及*** - Google Patents

基于mmc换流器的双端***直流侧谐振控制方法及*** Download PDF

Info

Publication number
CN112134472A
CN112134472A CN202010856159.9A CN202010856159A CN112134472A CN 112134472 A CN112134472 A CN 112134472A CN 202010856159 A CN202010856159 A CN 202010856159A CN 112134472 A CN112134472 A CN 112134472A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mmc
bridge arm
current
current side
direct current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202010856159.9A
Other languages
English (en)
Inventor
高明
王小红
侯凯
梁帅奇
吴林平
邹宁
牟晓春
马炜程
闫冬
张青杰
储厚成
陈永龙
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nari Technology Co Ltd
Original Assignee
Nari Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nari Technology Co Ltd filed Critical Nari Technology Co Ltd
Priority to CN202010856159.9A priority Critical patent/CN112134472A/zh
Publication of CN112134472A publication Critical patent/CN112134472A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/36—Arrangements for transfer of electric power between ac networks via a high-tension dc link
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/36—Arrangements for transfer of electric power between ac networks via a high-tension dc link
    • H02J2003/365—Reducing harmonics or oscillations in HVDC
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法及***，所述方法包括：根据***运行时的给定有功功率和直流侧电压给定值，求得直流侧电流参考值；根据直流侧电流实际值和直流侧电流参考值，求得电流偏差值；将电流偏差值经过PI控制器，获得共模电压分量；将共模电压分量与原始MMC桥臂调制信号相减，得到修正后的MMC桥臂调制信号；基于修正后的MMC桥臂调制信号，结合最近电平逼近调制策略确定出MMC换流器中实际投入的MMC子模块数量，完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制。本发明仅需要采集***的有功功率和直流侧电压两个信号，通过实时调节投入MMC子模块数量，间接为***注入阻尼，达到抑制直流侧谐振的目的。

Description

基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法及***
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法及***。
背景技术
随着电能的广泛利用，对换流器的容量和开关频率要求越来越高。模块化多电平换流器(Modular multilevel converter，MMC)作为一种模块化设计、可扩展的电压源型换流器(Voltage source converter，VSC)已在柔性直流输电领域广泛采用，正向交直流混联配电网领域拓展。如图1所示，是一种典型的交直流混联配电网拓扑，伪双极接线方式通过直流侧电容器中点接地，构成正负极对称回路，有利于降低线路绝缘水平。
模块化多电平换流器中包括多个MMC子模块，一方面，由于MMC子模块存在悬浮电容、桥臂电阻和桥臂电抗，双端***存在直流侧滤波电感，导致基于MMC换流器的双端***呈现二阶欠阻尼特征，容易产生谐振。另一方面，现有的模块化多电平换流器多采用最近电平逼近调制策略，根据子模块额定电压和调制电压，以及子模块均压控制策略和子模块电容排序结果确定投入子模块数量，最后根据桥臂电流方向确定最终投入的子模块。电容电压排序策略虽能减少计算量、降低开关频率和开关损耗，但易导致不同子模块电容电压差异和直流母线电流波动，引发谐振。上述两个角度所导致直流母线波动问题均可造成IGBT模块过流过压、MMC换流器损耗、***谐振、威胁***运行。
图2为三相MMC的拓扑图，由图2可知，上桥臂和下桥臂对称分布，由n个功率单元Ujk和桥臂电感L0串联构成(j为相数、k为功率单元编号)。桥臂电感L0连接点是交流输出端，功率单元Ujk的数量N取决于电压等级和选用功率开关器件。桥臂电感L0作用是抑制环流和子模块故障时的电流上升率。VT1和VT2为IGBT，VD1和VD2为二极管，C0为子模块直流侧电容，Uc表示子模块电容电压，usm为子模块电压，ism为流入子模块电流。根据IGBT开关状态和电流方向确定工作模式如图3所示、工作状态如表1所示。
表一
Figure BDA0002646462750000011
为抑制直流侧母线波动，当前国内外学者专家围绕MMC换流器直流侧谐波阻尼控制展开研究。北京四方继保自动化股份有限公司和重庆电力公司电力科学院的周俊等人在《基于阻尼控制的柔直***直流侧谐波抑制方法》一文中对谐振抑制策略进行理论分析和仿真验证，结果表明基于阻尼注入的直流侧谐振抑制策略可有效降低直流侧电流波动和换流器损耗。其基本原理为：通过为***注入阻尼，在***中计算出阻尼电压Udcr，Udcr与造成谐振的激励电压源值等值、反向，即：
Udcr＝kIdch (1)
上式中：Idch为直流侧电流谐波分量。
此外，调制电压UMMC在阻尼电压Udcr作用下调整为：
Figure BDA0002646462750000021
上式中：
Figure BDA0002646462750000022
为上下桥臂调制电压、±uacn为***电压外环控制器中生成的交流侧调制电压值、u2nd为桥臂二倍频换流造成的电压分量。
直流侧谐振阻尼控制控制框图如图4所示，图4中，LF为低频滤波器、KPWM为换流器传递函数、Udc1和Udc2为直流侧两侧电压，Udc1和Udc2的电压差值通过计算得到实际直流电流。由式(1)可得，通过在***阻抗支路上串入了一个等效阻尼电阻k，同时通过直流电流实际值与LF滤波后的值相减，能够有效提取直流电流的谐波分量。
阻尼控制策略虽然可降低谐振机率、降低换流器损耗，但存在如下弊端：
(1)阻尼电阻k在***运行时也造成损耗；
(2)基于阻尼控制的直流侧谐振抑制策略需要额外配置低通滤波器、计算换流器传递函数、采集直流侧电压、桥臂调制电压、***交流侧调制电压、造成二倍频环流分量的电压等信号，控制***计算复杂且采集信号较多，不便于工程实现；
(3)阻尼注入策略后，此控制策略对低频段的谐波有较好的抑制效果，但对高频段的谐振抑制效果明显降低。
发明内容
针对上述问题，本发明提出一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法及***，仅需要采集***的有功功率和直流侧电压两个信号，通过实时调节投入MMC子模块数量，间接为***注入阻尼，降低直流侧谐振的目的。
为了实现上述技术目的，达到上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：
第一方面，本发明提供了一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法，包括：
根据***运行时的给定有功功率和直流侧电压给定值，求得直流侧电流参考值；
根据直流侧电流实际值和所述直流侧电流参考值，求得电流偏差值；
将所述电流偏差值通过PI控制器，获得共模电压分量；
将所述共模电压分量与原始MMC桥臂调制信号相减，得到修正后的MMC桥臂调制信号；
基于所述修正后的MMC桥臂调制信号，结合最近电平逼近调制策略确定出MMC换流器中实际投入的MMC子模块数量，完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制。
可选地，所述共模电压分量Ucom的计算式为：
Figure BDA0002646462750000031
式中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Idcref为直流侧电流给定值，Idc为直流侧电流实际值，P*为***运行时的给定有功功率，
Figure BDA0002646462750000032
为直流侧电压给定值。
可选地，当完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制后，MMC换流器k相电压数学模型为：
Figure BDA0002646462750000033
式中，Udi为直流侧电压，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻，idiffk为桥臂电流，Uk为k相桥臂总电压，Ucom为共模电压分量。
可选地，所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：在同步旋转坐标系下利用PI控制器得到桥臂电压信号，基于所述桥臂电压信号结合最近电平逼近调制策略得到MMC桥臂原始调制信号。
可选地，所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：
将MMC换流器的abc三相交流量通过dq解耦坐标变换转换到dq坐标；
将d轴和q轴电流的给定值
Figure BDA0002646462750000034
分别与实际值Id、Iq的差值信号通过PI控制器；
结合dq轴的耦合分量
Figure BDA0002646462750000035
和MMC换流器交流侧三相电压的dq轴分量ucd、ucq共同求得调制信号。
第二方面，本发明提供了一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制***，包括：
直流侧电流参考值计算单元，用于根据***运行时的给定有功功率和直流侧电压给定值，求得直流侧电流参考值；
电流偏差值计算单元，用于根据直流侧电流实际值和所述直流侧电流参考值，求得电流偏差值；
共模电压分量获取单元，用于将所述电流偏差值通过PI控制器，获得共模电压分量；
修正后的MMC桥臂调制信号计算单元，用于将所述共模电压分量与原始MMC桥臂调制信号相减，得到修正后的MMC桥臂调制信号；
MMC子模块投入数量确定单元，用于基于所述修正后的MMC桥臂调制信号，结合最近电平逼近调制策略确定出MMC换流器中实际投入的MMC子模块数量，完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制。
可选地，所述共模电压分量Ucom的计算式为：
Figure BDA0002646462750000041
式中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Idcref为直流侧电流给定值，Idc为直流侧电流实际值，P*为***运行时的给定有功功率，
Figure BDA0002646462750000045
为直流侧电压给定值。
可选地，当完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制后，MMC换流器k相电压数学模型为：
Figure BDA0002646462750000042
式中，Udi为直流侧电压，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻，idiffk为桥臂电流，Uk为k相桥臂总电压，Ucom为共模电压分量。
可选地，所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：在同步旋转坐标系下利用PI控制器得到桥臂电压信号，基于所述桥臂电压信号结合最近电平逼近调制策略得到MMC桥臂原始调制信号。
可选地，所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：
将MMC换流器的abc三相交流量通过dq解耦坐标变换转换到dq坐标；
将d轴和q轴电流的给定值
Figure BDA0002646462750000043
分别与实际值Id、Iq的差值信号通过PI控制器；
结合dq轴的耦合分量
Figure BDA0002646462750000044
和MMC换流器交流侧三相电压的dq轴分量ucd、ucq共同求得调制信号。
与现有技术相比，本发明的有益效果：
本发明通过实时调节投入子模块数量，间接实现阻尼电阻k的作用，避免了阻尼电阻k为***注入的损耗。
本发明无需额外设计低通滤波器、计算换流器传递函数、减少控制所需要的采集信息。
附图说明
为了使本发明的内容更容易被清楚地理解，下面根据具体实施例并结合附图，对本发明作进一步详细的说明，其中：
图1为现有技术中典型的交直流混联配电网拓扑图；
图2为现有技术中三相MMC逆变器拓扑图；
图3为现有技术中MMC子模块工作状态示意图；
图4为现有技术中直流侧谐振阻尼控制策略框图；
图5(a)为MMC换流器直流侧n次谐波等效电路；
图5(b)为MMC换流器单极等效电路；
图6为本发明中基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法的原理框图；
图7(a)无直流侧谐振抑制PSCAD仿真结果图；
图7(b)有直流侧谐振抑制PSCAD仿真结果图；
图7(c)无直流侧谐振抑制局部电流PSCAD仿真结果图；
图7(d)有直流侧谐振抑制局部电流PSCAD仿真结果图；
图7(e)直流抑制策略电流实际值跟踪给定值PSCAD仿真效果图；
图8(a)为无直流侧谐振抑制RTDS半实物仿真结果图；
图8(b)有直流侧谐振抑制RTDS半实物仿真结果图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明的保护范围。
下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。
实施例1
MMC换流器的k相电压数学模型如式(3)所示，用于描述MMC单相桥臂电流、直流侧电压、上下桥臂电流、桥臂环流之间的关系。
Figure BDA0002646462750000061
其中，L0为桥臂电感，R0为桥臂电阻，idiffk为桥臂电流，Uk为k相桥臂总电压，Uk＝Upk+Unk，Upk为k相上桥臂电压，Unk为k相下桥臂电压，
Figure BDA0002646462750000062
Idi为直流侧电流，icirck为桥臂环流。
故直流侧谐波表达式如式(4)所示，用于描述MMC直流侧三相等效电路和直流侧电压的关系。
Figure BDA0002646462750000063
式中，Udi(n)为直流侧n次谐波电压，Idi(n)直流侧n次谐波电流，C为桥臂等效电容，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻。
当投入MMC子模块的数量为N时，则MMC换流器电容数为2N，假定子模块电容电压C0，则MMC换流器直流侧等效电容
Figure BDA0002646462750000064
等效电阻R＝2R0、等效电感L＝2L0、直流线路等效电感Ld。故直流侧MMC换流器的三相并联后与直流滤波电感串联，组内由N个MMC子模块电容C0串联而成。MMC直流侧n次谐波等效电路如图5(a)所示，单极等效电路如图5(b)所示。
为充分发挥MMC换流器多控制维度的优势，结合阻尼注入思想，将每相桥臂总电压Uk(Uk＝Upk+Unk)作为控制量，利用直流侧电流给定值和实际值的偏差电流通过PI控制器，动态调节MMC投入子模块数目，实现直流谐振抑制，故式(3)可修改为：
Figure BDA0002646462750000065
式(5)中，
Figure BDA0002646462750000066
ΔId＝Idcref-Idc，Ucom＝ΔIdRd，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Udi为直流侧电压，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻，idiffk为桥臂电流，Ujk为k相桥臂电压，Ucom为共模电压分量。
共模电压分量Ucom的计算式为：
Figure BDA0002646462750000071
式中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Idcref为直流侧电流给定值，Idc为直流侧电流实际值，P*为***运行给定有功功率，
Figure BDA0002646462750000072
为直流侧电压给定值。
为此，本发明实施例中提供了一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法，如图5所示，包括以下步骤：
(1)根据***运行时的给定有功功率和直流侧电压给定值，求得直流侧电流参考值；
(2)根据直流侧电流实际值和所述直流侧电流参考值，求得电流偏差值；
(3)将所述电流偏差值通过PI控制器，获得共模电压分量；
(4将所述共模电压分量与原始MMC桥臂调制信号相减，得到修正后的MMC桥臂调制信号；
(5)基于所述修正后的MMC桥臂调制信号，结合最近电平逼近调制策略确定出MMC换流器中实际投入的子模块数量，完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制，其中，所述基于所述修正后的MMC桥臂调制信号，结合最近电平逼近调制策略确定出MMC换流器中实际投入的MMC子模块数量的具体过程可以通过现有技术来实现，本发明中不做过多的赘述。
当完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制后，MMC换流器k相电压数学模型为：
Figure BDA0002646462750000073
式中，
Figure BDA0002646462750000074
ΔId＝Idcref-Idc，Ucom＝ΔIdRd，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，式中，Udi为直流侧电压，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻，idiffk为桥臂电流，Ujk为k相桥臂电压，Ucom为共模电压分量。
共模电压分量Ucom的计算式为：
Figure BDA0002646462750000075
式中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Idcref为直流侧电流给定值，Idc为直流侧电流实际值，P*为***运行给定有功功率，
Figure BDA0002646462750000084
为直流侧电压给定值。
根据直流侧电流的给定值和实际值求得直流电流偏差量ΔId，利用PI控制器得到共模电压分量Ucom，Ucom与原始的桥臂调制信号相减得到桥臂实际调制信号确定MMC子模块投入数量，实现对直流侧电流谐振的抑制。
所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：
将MMC换流器的abc三相交流量通过dq解耦坐标变换转换到dq坐标；
将d轴和q轴电流的给定值
Figure BDA0002646462750000081
分别与实际值Id、Iq的差值信号通过PI控制器；
结合dq轴的耦合分量
Figure BDA0002646462750000083
和MMC换流器交流侧三相电压的dq轴分量ucd、ucq共同求得调制信号。
结合图6所示的直流侧谐振抑制控制框图，在PSCAD仿真软件和RTDS半实物仿真平台搭建仿真模型。具体参数有：***容量为10MVA、直流侧正极电压为10kV、直流侧负极电压为-10kV、***传输有功10MW、***两端接入有源电网、整流侧MMC1定有功功率控制、逆变侧MMC2定直流电压控制。
***稳态运行时PSCAD仿真结果图如图7所示，图7(a)无直流侧谐振抑制、图7(b)有直流侧谐振抑制、图7(c)无直流侧谐振抑制局部电流图、图7(d)有直流侧谐振抑制局部电流图、图7(e)直流抑制策略电流实际值跟踪给定值效果图；RTDS半实物仿真结果图如图8所示，图8(a)为无直流侧谐振抑制、图8(b)有直流侧谐振抑制。
由PSCAD和RTDS仿真结果可知，***稳态运行时，本发明所提的策略可有效抑制基于MMC换流器的双端***直流侧谐振造成的电流波动，相比传统的谐振抑制策略优势有：
①无需额外设计低通滤波器、计算换流器传递函数、减少控制所需要的采集信息。
②通过实时调节投入子模块数量，间接实现阻尼电阻k的作用，避免了阻尼电阻k为***注入的损耗。
实施例2
MMC换流器的k相电压数学模型如式(3)所示，用于描述MMC单相桥臂电流、直流侧电压、上下桥臂电流、桥臂环流之间的关系。
Figure BDA0002646462750000082
其中，L0为桥臂电感，R0为桥臂电阻，idiffk为桥臂电流，Uk为k相桥臂总电压，
Uk＝Upk+Unk，Upk为k相上桥臂电压，Unk为k相下桥臂电压，
Figure BDA0002646462750000091
Idi为直流侧电流，icirck为桥臂环流。
故直流侧谐波表达式如式(4)所示，用于描述MMC直流侧三相等效电路和直流侧电压的关系。
Figure BDA0002646462750000092
式中，Udi(n)为直流侧n次谐波电压，Idi(n)直流侧n次谐波电流，C为桥臂等效电容，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻。
当投入MMC子模块的数量为N时，则MMC换流器电容数为2N，假定子模块电容电压C0，则MMC换流器直流侧等效电容
Figure BDA0002646462750000093
等效电阻R＝2R0、等效电感L＝2L0、直流线路等效电感Ld。故直流侧MMC换流器的三相并联后与直流滤波电感串联，组内由N个MMC子模块电容C0串联而成。MMC直流侧n次谐波等效电路如图5(a)所示，单极等效电路如图5(b)所示。
为充分发挥MMC换流器多控制维度的优势，结合阻尼注入思想，将每相桥臂总电压Uk(Uk＝Upk+Unk)作为控制量，在式(3)Uk分量添加共模电压分量Ucom得到Uk′，动态调节MMC投入子模块数目，实现直流谐振抑制，故式(3)可修改为：
Figure BDA0002646462750000094
式(5)中，
Figure BDA0002646462750000095
ΔId＝Idcref-Idc，Ucom＝ΔIdRd。其中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Udi为直流侧电压，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻，idiffk为桥臂电流，Ujk为k相桥臂电压，Ucom为共模电压分量。
共模电压分量Ucom的计算式为：
Figure BDA0002646462750000096
式中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Idcref为直流侧电流给定值，Idc为直流侧电流实际值，P*为***运行给定有功功率，
Figure BDA0002646462750000101
为直流侧电压给定值。
基于与实施例1相同的发明构思，本发明实施例中提供了一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制***，包括：
直流侧电流参考值计算单元，用于根据***运行时的给定有功功率和直流侧电压给定值，求得直流侧电流参考值；
电流偏差值计算单元，用于根据直流侧电流实际值和所述直流侧电流参考值，求得电流偏差值；
共模电压分量获取单元，用于将所述电流偏差值通过PI控制器，获得共模电压分量；
修正后的MMC桥臂调制信号计算单元，用于将所述共模电压分量与原始MMC桥臂调制信号相减，得到修正后的MMC桥臂调制信号；
MMC子模块投入数量确定单元，用于基于所述修正后的MMC桥臂调制信号，结合最近电平逼近调制策略确定出MMC换流器中实际投入的MMC子模块数量，完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制。
当完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制后，MMC换流器k相电压数学模型为：
Figure BDA0002646462750000102
式中，
Figure BDA0002646462750000103
ΔId＝Idcref-Idc，Ucom＝ΔIdRd，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差。式中，Udi为直流侧电压，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻，idiffk为桥臂电流，Ujk为k相桥臂电压，Ucom为共模电压分量。
共模电压分量Ucom的计算式为：
Figure BDA0002646462750000104
式中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Idcref为直流侧电流给定值，Idc为直流侧电流实际值，P*为***运行给定有功功率，
Figure BDA0002646462750000105
为直流侧电压给定值。
所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：
将MMC换流器的abc三相交流量通过dq解耦坐标变换转换到dq坐标；
将d轴和q轴电流的给定值
Figure BDA0002646462750000111
分别与实际值Id、Iq的差值信号通过PI控制器；
结合dq轴的耦合分量
Figure BDA0002646462750000112
和MMC换流器交流侧三相电压的dq轴分量ucd、ucq共同求得调制信号。
结合图6所示的直流侧谐振抑制控制框图，在PSCAD仿真软件和RTDS半实物仿真平台搭建仿真模型。具体参数有：***容量为10MVA、直流侧正极电压为10kV、直流侧负极电压为-10kV、***传输有功10MW、***两端接入有源电网、整流侧MMC1定有功功率控制、逆变侧MMC2定直流电压控制。
***稳态运行时PSCAD仿真结果图如图7所示，图7(a)无直流侧谐振抑制、图7(b)有直流侧谐振抑制、图7(c)无直流侧谐振抑制局部电流图、图7(d)有直流侧谐振抑制局部电流图、图7(e)直流抑制策略电流实际值跟踪给定值效果图；RTDS半实物仿真结果图如图8所示，图8(a)为无直流侧谐振抑制、图8(b)有直流侧谐振抑制。
由PSCAD和RTDS仿真结果可知，***稳态运行时，本发明所提的策略可有效抑制基于MMC换流器的双端***直流侧谐振造成的电流波动，相比传统的谐振抑制策略优势有：
①无需额外设计低通滤波器、计算换流器传递函数、减少控制所需要的采集信息。
②通过实时调节投入子模块数量，间接实现阻尼电阻k的作用，避免了阻尼电阻k为***注入的损耗。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (10)

1.一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法，其特征在于，包括：
根据***运行时的给定有功功率和直流侧电压给定值，求得直流侧电流参考值；
根据直流侧电流实际值和所述直流侧电流参考值，求得电流偏差值；
将所述电流偏差值通过PI控制器，获得共模电压分量；
将所述共模电压分量与原始MMC桥臂调制信号相减，得到修正后的MMC桥臂调制信号；
基于所述修正后的MMC桥臂调制信号，结合最近电平逼近调制策略确定出MMC换流器中实际投入的MMC子模块数量，完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制。
2.根据权利要求1所述的一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法，其特征在于，所述共模电压分量Ucom的计算式为：
Figure FDA0002646462740000011
式中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Idcref为直流侧电流给定值，Idc为直流侧电流实际值，P*为***运行时的给定有功功率，
Figure FDA0002646462740000012
为直流侧电压给定值。
3.根据权利要求2所述的一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法，其特征在于：当完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制后，MMC换流器k相电压数学模型为：
Figure FDA0002646462740000013
式中，Udi为直流侧电压，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻，idiffk为桥臂电流，Uk为k相桥臂总电压，Ucom为共模电压分量。
4.根据权利要求1所述的一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法，其特征在于，所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：在同步旋转坐标系下利用PI控制器得到桥臂电压信号，基于所述桥臂电压信号结合最近电平逼近调制策略得到MMC桥臂原始调制信号。
5.根据权利要求4所述的一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制方法，其特征在于：所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：
将MMC换流器的abc三相交流量通过dq解耦坐标变换转换到dq坐标；
将d轴和q轴电流的给定值
Figure FDA0002646462740000021
分别与实际值Id、Iq的差值信号通过PI控制器；
结合dq轴的耦合分量
Figure FDA0002646462740000022
和MMC换流器交流侧三相电压的dq轴分量ucd、ucq共同求得调制信号。
6.一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制***，其特征在于，包括：
直流侧电流参考值计算单元，用于根据***运行时的给定有功功率和直流侧电压给定值，求得直流侧电流参考值；
电流偏差值计算单元，用于根据直流侧电流实际值和所述直流侧电流参考值，求得电流偏差值；
共模电压分量获取单元，用于将所述电流偏差值通过PI控制器，获得共模电压分量；修正后的MMC桥臂调制信号计算单元，用于将所述共模电压分量与原始MMC桥臂调制信号相减，得到修正后的MMC桥臂调制信号；
MMC子模块投入数量确定单元，用于基于所述修正后的MMC桥臂调制信号，结合最近电平逼近调制策略确定出MMC换流器中实际投入的MMC子模块数量，完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制。
7.根据权利要求6所述的一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制***，其特征在于：所述共模电压分量Ucom的计算式为：
Figure FDA0002646462740000023
式中，Rd为等效虚拟电阻，ΔId为电流偏差，Idcref为直流侧电流给定值，Idc为直流侧电流实际值，P*为***运行时的给定有功功率，
Figure FDA0002646462740000025
为直流侧电压给定值。
8.根据权利要求7所述的一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制***，其特征在于：当完成基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制后，MMC换流器k相电压数学模型为：
Figure FDA0002646462740000024
式中，Udi为直流侧电压，L0为桥臂等效电感，R0为桥臂等效电阻，idiffk为桥臂电流，Uk为k相桥臂总电压，Ucom为共模电压分量。
9.根据权利要求6所述的一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制***，其特征在于：所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：在同步旋转坐标系下利用PI控制器得到桥臂电压信号，基于所述桥臂电压信号结合最近电平逼近调制策略得到MMC桥臂原始调制信号。
10.根据权利要求9所述的一种基于MMC换流器的双端***直流侧谐振控制***，其特征在于：所述原始MMC桥臂调制信号的获取方法包括：
将MMC换流器的abc三相交流量通过dq解耦坐标变换转换到dq坐标；
将d轴和q轴电流的给定值
Figure FDA0002646462740000031
分别与实际值Id、Iq的差值信号通过PI控制器；
结合dq轴的耦合分量
Figure FDA0002646462740000032
和MMC换流器交流侧三相电压的dq轴分量ucd、ucq共同求得调制信号。
CN202010856159.9A 2020-08-24 2020-08-24 基于mmc换流器的双端***直流侧谐振控制方法及*** Pending CN112134472A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010856159.9A CN112134472A (zh) 2020-08-24 2020-08-24 基于mmc换流器的双端***直流侧谐振控制方法及***

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010856159.9A CN112134472A (zh) 2020-08-24 2020-08-24 基于mmc换流器的双端***直流侧谐振控制方法及***

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN112134472A true CN112134472A (zh) 2020-12-25

Family

ID=73847027

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010856159.9A Pending CN112134472A (zh) 2020-08-24 2020-08-24 基于mmc换流器的双端***直流侧谐振控制方法及***

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112134472A (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112909946A (zh) * 2021-01-29 2021-06-04 国网上海市电力公司 一种注入共模电压与环流的mmc子模块电压波动抑制方法
CN113037108A (zh) * 2021-02-01 2021-06-25 河海大学 一种基于自适应虚拟电阻的mmc-hvdc桥臂不平衡恢复方法
CN113193561A (zh) * 2021-03-30 2021-07-30 中国农业大学 一种配电网的直流改造控制方法
CN113965099A (zh) * 2021-10-09 2022-01-21 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司广州局 一种柔性直流换流器的直流侧电流谐波抑制方法
CN114865935A (zh) * 2022-02-25 2022-08-05 上海电力大学 模块化多电平换流器的载波混合脉宽调制策略控制方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102332809A (zh) * 2011-09-16 2012-01-25 浙江大学 三相模块化多电平换流器的直流电压波动抑制方法
CN106972519A (zh) * 2017-04-27 2017-07-21 湖南大学 直流输电***直流侧谐振的有源阻尼控制装置及方法
CN108258891A (zh) * 2016-12-28 2018-07-06 中国电力科学研究院 一种抑制端对端mmc-hvdc直流侧站间谐振的方法和装置
CN108390395A (zh) * 2018-01-18 2018-08-10 华北电力大学 一种在线自适应抑制柔性直流引起的高频振荡方法
CN109888812A (zh) * 2019-01-25 2019-06-14 国网江苏省电力有限公司电力科学研究院 基于准比例谐振控制器的mmc交流故障穿越控制方法
CN110687824A (zh) * 2019-09-10 2020-01-14 国电南瑞科技股份有限公司 链式多电平换流器***闭环实时仿真***及方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102332809A (zh) * 2011-09-16 2012-01-25 浙江大学 三相模块化多电平换流器的直流电压波动抑制方法
CN108258891A (zh) * 2016-12-28 2018-07-06 中国电力科学研究院 一种抑制端对端mmc-hvdc直流侧站间谐振的方法和装置
CN106972519A (zh) * 2017-04-27 2017-07-21 湖南大学 直流输电***直流侧谐振的有源阻尼控制装置及方法
CN108390395A (zh) * 2018-01-18 2018-08-10 华北电力大学 一种在线自适应抑制柔性直流引起的高频振荡方法
CN109888812A (zh) * 2019-01-25 2019-06-14 国网江苏省电力有限公司电力科学研究院 基于准比例谐振控制器的mmc交流故障穿越控制方法
CN110687824A (zh) * 2019-09-10 2020-01-14 国电南瑞科技股份有限公司 链式多电平换流器***闭环实时仿真***及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
侯婷，等: "混合高压直流输电***的直流谐振抑制方法", 《南方电网技术》 *

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112909946A (zh) * 2021-01-29 2021-06-04 国网上海市电力公司 一种注入共模电压与环流的mmc子模块电压波动抑制方法
CN112909946B (zh) * 2021-01-29 2024-05-28 国网上海市电力公司 一种注入共模电压与环流的mmc子模块电压波动抑制方法
CN113037108A (zh) * 2021-02-01 2021-06-25 河海大学 一种基于自适应虚拟电阻的mmc-hvdc桥臂不平衡恢复方法
CN113037108B (zh) * 2021-02-01 2022-04-22 河海大学 一种基于自适应虚拟电阻的mmc-hvdc桥臂不平衡恢复方法
CN113193561A (zh) * 2021-03-30 2021-07-30 中国农业大学 一种配电网的直流改造控制方法
CN113193561B (zh) * 2021-03-30 2022-11-29 中国农业大学 一种配电网的直流改造控制方法
CN113965099A (zh) * 2021-10-09 2022-01-21 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司广州局 一种柔性直流换流器的直流侧电流谐波抑制方法
CN113965099B (zh) * 2021-10-09 2023-09-15 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司广州局 一种柔性直流换流器的直流侧电流谐波抑制方法
CN114865935A (zh) * 2022-02-25 2022-08-05 上海电力大学 模块化多电平换流器的载波混合脉宽调制策略控制方法
CN114865935B (zh) * 2022-02-25 2024-05-24 上海电力大学 模块化多电平换流器的载波混合脉宽调制策略控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112134472A (zh) 基于mmc换流器的双端***直流侧谐振控制方法及***
CN110601201B (zh) 一种基于直接交-交换流器h-mmc的upfc***及其无源化控制方法
CN108280271B (zh) 基于开关周期平均原理的统一潮流控制器等效建模方法
CN111030152A (zh) 一种储能变流器***及其控制方法
CN110943469B (zh) 一种单级式储能变流器及其控制方法
CN112217225B (zh) 直流微电网自适应虚拟阻容控制方法
CN204886199U (zh) 一种适应不平衡和非线性负载的电力电子变压器
CN107681892B (zh) 一种直流变流器
CN112016043A (zh) 模块化多电平换流器的稳态故障电流的计算方法
CN109888812B (zh) 基于准比例谐振控制器的mmc交流故障穿越控制方法
CN111900888B (zh) 换流器调制波优化方法、***及基于其的换流器控制方法
Waware et al. A review of multilevel inverter based active power filter
CN111725822B (zh) 用于供电***光伏发电分相控制方法及光伏牵引供电***
CN112787526A (zh) 模块化多电平变换器二倍频环流抑制方法、***及控制器
CN114884326B (zh) 模块化多电平变换器环流二倍频四倍频分量的统一化抑制方法
Soomro et al. Optimal design of a single-phase APF based on PQ theory
CN106998067B (zh) 用于补偿高压直流输电***特征谐波的交流有源滤波器
CN113241962B (zh) 一种基于三相四桥臂mmc的电力电子变压器及其控制方法
CN114400719A (zh) 新能源并网控制电路及基于虚拟同步机的sst控制方法
CN107888090B (zh) 一种非三相桥臂对称结构的混合三相整流器
Ding et al. An innovative hybrid PWM technology for VSC in application of VSC-HVDC transmission system
Yang et al. An optimization method for reducing the sub-module capacitor voltage ripple amplitude of hybrid mmc
Lianghe et al. Research on new circulating current control strategy for increasing the power transmission capacity of modular multilevel converter
Li et al. Study of harmonic elimination in switching devices in STATCOM
Cheng et al. Single-phase bridgeless rectifier with capability of power quality management

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20201225

RJ01 Rejection of invention patent application after publication