CN112117784A - 虚拟变压器的运行控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种虚拟变压器的运行控制方法包括如下步骤：中压交流输入级控制步骤：采用dq解耦控制输入级整流器，电流内环分别控制有功电流和无功电流，电压外环联系直流侧电容电压和有功电流；隔离变压级控制步骤：采用单移相控制隔离变压级；逆变器控制步骤：采用电压外环和电流内环双环控制逆变器。本发明能够实现输入/输出交流电幅值等比例变换、相位同步功能；通过建立网间电压关系，网间可以相互提供电压支撑，同时方便归一化管理；能够提供即插即用的交流端口，无需额外检测端口电压；本发明的交流侧外特性与变压器相同，方便工程人员使用与理解。

Description

虚拟变压器的运行控制方法
技术领域
本发明涉及配电领域，具体地，涉及一种虚拟变压器的运行控制方法。
背景技术
目前，配电网正面向智能化、多能化发展。配电变压器是实现变压和功率传输的主要电气设备之一，其具有造价便宜、可靠性高的优点。然而，传统配电变压器空载损耗大，体积重量大，不具备故障隔离功能，且无法主动治理电能质量问题。同时，配电变压器无法有效管理大量分布式能源接入和直流配电需求。故新一代智能化配电网需要基于电力电子技术的新型智能化、综合化的电气设备。
随着能源互联网和能量路由概念的提出，下一代智能化配电设备——固态变压器的架构、理论、技术和应用成为研究的主要方向。图1为固态变压器在能源互联网的应用场景。在以电能为主，冷热能、天然气等多种能量形式的能源互联网中，固态变压器承担着调配功率、提供负载接口、故障隔离等重要功能。在纯直流能量子网中，固态变压器表现为直流固态变压器；在交直流能量子网中，固态变压器表现为交直流混合固态变压器。
目前，三级式固态变压器研究和应用较多，如图2为典型的三级式固态变压器结构。中压交流输入级将中压交流电变换为中压直流电，具备功率因数控制功能；隔离变压级将中压直流变换为低压直流，通过高频变压器实现电气隔离与电压等级转换；低压交流输出级将低压直流电变换为低压交流电。
固态变压器在配电网中承担着功率传输枢纽的作用，可应用于源、网、荷间的互联。未来大规模分布式能源接入各等压等级母线，各级电网波动性提高，稳定性降低，需要网间相互提供功率支撑，这就对固态变压器的控制方法提出一定的要求。对比传统配电变压器，只要建立网间电压的关系，就能够实现网间电压相互支撑，提升***的稳定性。现阶段对交流网之间互联的固态变压器，一端多采用恒定电压 /频率控制，使其只能够单侧提供电压支撑。
现有文献提出了基于能量平衡的固态变压器综合控制技术，固态变压器由多级电力电子变换单元组合而成,利用各级单元之间的能量传递关系实施综合控制可以提高固态变压器内部直流母线电压的瞬态性能,进而提高固态变压器的瞬态性能。本文首先建立固态变压器的能量模型,然后建立两条不同时间尺度的能量支路,根据其中的能量平衡关系分别设计了控制两级母线电压的能量平衡控制器,同时根据拓扑中各个级联模块之间的能量关系设计了用于级联模块的均压控制器。之后,对于实际***中无源器件的参数差异对控制模型的影响进行分析,最后给出了基于能量平衡关系的固态变压器的并网运行综合控制策略。仿真结果证明了所提能量平衡控制方法的有效性,并分析了两级母线电容值变化分别对各自母线电压瞬态值的影响,说明采用能量平衡控制可以减少母线电容的设计余量。实验结果验证了理论分析和仿真结果的正确性。
上述方案可实现整个基于固态变压器***的功率平衡和直流母线电压定值控制。但是，母线电压均采用恒定值控制，其***稳定、功率控制前提是主电网足够强大，当电网电压跌落时，各母线电压间无法提供电压支撑。
现有文献提出了一种新型固态变压器的结构及其控制策略，能量路由器作为能源互联网的核心装置,关乎可再生能源的有效消纳以及电网的安全可靠运行。针对现有能量路由器拓扑结构的不足,提出一种适用于多电压等级交直流电网互联的新型能量路由器。首先分析新型能量路由器的拓扑结构,针对不同部分提出相应的控制方法。输入级为模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)结构,对其施以虚拟同步电机控制策略,使***的惯性与阻尼增强。输出级功率灵活调节,使下级电网可通过能量路由器为上级电网提供功率支撑,参与其一次调频。隔离级由双主动全桥(dual-active-bridge,DAB)模块经输入串联输出串联 (input-series output-series,ISOS)与输入串联输出并联(input-series output-parallel,ISOP)混联构建,实现不同电压等级交直流电网的网域互联和电气隔离。然后,提出一种功率协调控制方法,在满足输出级所连电网功率需求的同时保证能量路由器的稳定运行。最后,基于PSCAD/EMTDC搭建***仿真模型,验证了提出的新型能量路由器拓扑结构及控制策略的可靠性和有效性。
上述方案适用于多电压等级的交直流电网。该拓扑与控制方法可以实现不同电压等级交直流电网的互联与功率平衡。但其低压交流输出控制为恒压、恒频策略，同样低压侧无法为其他母线提供电压支撑，降低了***的稳定性。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种虚拟变压器的运行控制方法。
根据本发明提供的一种虚拟变压器的运行控制方法，包括如下步骤：
中压交流输入级控制步骤：采用dq解耦控制输入级整流器，电流内环分别控制有功电流和无功电流，电压外环联系直流侧电容电压和有功电流；
隔离变压级控制步骤：采用单移相控制隔离变压级；
逆变器控制步骤：采用电压外环和电流内环双环控制逆变器。
优选地，所述中压交流输入级控制步骤中，经解耦后的电流内环开环传递函数为：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000031
其中：kpwm为中压交流输入级等效增益，L1为交流侧输入电感，Ts为电流采样常数。
优选地，中压交流输入级通过PI控制器加速，其中PI控制器的PI参数Kpi、Kii计算公式为：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000032
Figure RE-RE-GDA0002770182440000033
优选地，未加PI控制器的电压环开环传递函数为：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000034
其中，C1为中压直流侧电容值，Tev＝τv+3Ts，τv表示电压外环采样惯性常数。
优选地，隔离变压级控制步骤中，分析左侧整流级一个周期内的工作情况得到输入输出电流平均值模型：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000035
式中，n为变压器正副边匝比，Udc1、Udc2分别为隔离变压级输入侧、输出侧电压， d为移相占空比，fs为开关频率，Lk为滤波电感。
优选地，输入输出电流平均值模型中加入扰动量：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000036
消去直流和二阶高次量得到隔离级的等效小信号模型：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000041
式中，RLe为负载电阻，C2为低压直流侧电容，fs为开关频率。
优选地，逆变器控制步骤中，电压外环通过PI控制器生成电流内环参考电流id*、iq*, 电流内环通过PI控制器生成ud*、uq*,中压交流输入侧交流电压经PLL采样输出相角跟随信号，使输出电压调制信号跟随中压交流侧频率及相角，调制信号经SPWM环节后产生开关信号。
优选地，逆变器控制补偿前的电流内环开环传递函数为：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000042
其中kpwm为低压交流输出级逆变器等效增益，Lf为输出滤波电感，Ts为电流采样常数。
优选地，补偿前的电压环开环传递函数为
Figure RE-RE-GDA0002770182440000043
优选地，补偿后的***穿越频率为95.8Hz，相角裕度64.5度。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1、本发明能够实现输入/输出交流电幅值等比例变换、相位同步功能；
2、本发明通过建立网间电压关系，网间可以相互提供电压支撑，同时方便归一化管理；
3、本发明能够提供即插即用的交流端口，无需额外检测端口电压；
4、本发明的交流侧外特性与变压器相同，方便工程人员使用与理解。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为固态变压器在能源互联网中的应用示意图；
图2为三级式固态变压器结构示意图；
图3为固态变压器主电路示意图；
图4为中压交流输入级控制框图；
图5为中压交流输入级电流内环框图；
图6为补偿前的中压交流输入级电流内环bode图；
图7为补偿后的中压交流输入级电流内环bode图；
图8为中压交流输入级电压外环控制框图；
图9为中压交流输入级电压外环bode图(补偿前)；
图10为中压交流输入级电压外环bode图(补偿后)；
图11为隔离变压级拓扑结构示意图；
图12为隔离变压级小信号模型图；
图13为隔离变压级控制框图；
图14为低压交流输出级控制框图；
图15为低压交流输出级电流内环框图；
图16为低压交流输出级电流内环bode图(补偿前)；
图17为低压交流输出级电流内环bode图(补偿后)；
图18为低压交流输出级电压外环框图；
图19为低压交流输出级电压外环bode图(补偿前)；
图20为低压交流输出级电压外环bode图(补偿后)；
图21为负载功率波动时直流母线电压情况(25kW-50kW)示意图；
图22为负载功率波动时交流侧工况(25kW-50kW)示意图；
图23为输入电压幅值突变时输出电压跟随情况图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
如图3至图23所示，本发明提供的一种虚拟变压器的运行控制方法，主要是为面向10kV智能化配电***的虚拟变压器运行控制策略。该方案为一种基于虚拟变压器新概念的电力电子设备运行控制策略，不失一般性，下面以图3所示三级式虚拟变压器拓扑为例阐述具体技术实现方案。
固态变压器的交流输入输出端同步以及变压比恒定时，因为其交流侧外特性与变压器的相同，所以处于此工作模式的固态变压器故称为“虚拟变压器”。
固态变压器工作在此模式下时，交流输入端与输出端之间存在电压、频率之间的关系，不同等级的电网之间能够相互提供电压支撑，同时方便归一化管理。
本发明的虚拟变压器运行控制主要包括中压交流输入级控制、隔离变压级控制以及逆变器控制。
中压交流输入级控制的目标是中压直流侧的电压稳定和交流侧的功率因数控制，控制器的设计主要分为控制方法与结构设计和控制参数设计，具体的：
1.控制方法与结构设计
输入级整流器的控制一般采用dq解耦控制的方法，根据上述控制目标，可以使有功环控制直流侧电压的稳定，无功环进行功率因数控制。一种基于dq旋转坐标系下的双闭环控制的三相SVPWM控制框图如图4所示。电流内环采用前馈解耦控制的方法分别控制有功电流和无功电流，电压外环把直流侧电容电压和有功电流联系起来。
2.控制参数设计
根据上述双环结构，首先设计内环控制参数。
经解耦后的电流内环如图5所示(以d轴电流为例)，未补偿前的电流内环开环传递函数为
Figure RE-RE-GDA0002770182440000061
其中，kpwm为中压交流输入级等效增益，L1为交流侧输入电感，Ts为电流内环采样惯性常数。将电路参数代入，可画出电流电环开环传递函数的bode图，如图6所示。可见***穿越频率低，响应速度慢，需通过PI控制器加快响应速度。
PI参数Kpi、Kii计算公式为：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000062
Figure RE-RE-GDA0002770182440000063
补偿后的***开环传递函数bode图如图7所示，穿越频率591Hz，相角裕度41.2度。
再次设计外环控制参数。为简化外环的设计，电流内环应具备较快的响应速度，且开关频率足够高，在此前提下，电流内环闭环函数可以等效为：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000064
电压外环控制框图如0所示，其中Tev为整合后的惯性常数
Tev＝τv+3Ts (5)
Kv、Tv——PI控制参数
τv——电压外环采样小惯性常数
未加PI调节器的电压环开环传递函数为
Figure RE-RE-GDA0002770182440000071
式中，C1为中压直流侧电容值。
其bode图如0所示，穿越频率为211Hz，约为电流环穿越频率的1/3，易产生振荡。设补偿后的***穿越频率为100Hz，相角裕度为60度，则有
Figure RE-RE-GDA0002770182440000072
计算得电压环PI调节器参数Kpv、Kiv如式(8)所示，补偿后的***bode图如图10 所示，穿越频率102Hz，相角裕度60.4度。
Figure RE-RE-GDA0002770182440000073
隔离变压级控制设计分为小信号建模分析与控制结构框图设计,其中：
1.隔离变压器小信号建模分析
隔离变压级的拓扑图如图11所示，左侧整流级相当于一个直流电压源，分析一个周期内的工作情况得到输入输出电流平均值模型：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000074
Figure RE-RE-GDA0002770182440000075
式中，n为变压器正副边匝比，Udc1、Udc2分别为隔离变压级输入侧、输出侧电压， d为移相占空比，fs为开关频率，Lk为滤波电感。
对上式加入扰动量
Figure RE-RE-GDA0002770182440000076
消去直流和二阶高次量可以得到隔离级的等效小信号模型如图12所示，由小信号模型可知
Figure RE-RE-GDA0002770182440000081
式中，RLe为负载电阻，C2为低压直流侧电容，fs为开关频率。
2.控制结构框图设计
由式(12)可知，隔离变压级的控制可采用单移相控制法，控制框图如0所示，其中Km＝1。低压直流侧电压采样值与参考值对比，经过PI控制器形成占空比控制信号，维持低压直流侧电压稳定。
因实际电路中隔离变压级副边接逆变器交流负载，无法等效成一个电阻RLe，所以具体的PI参数经过调试后在应用案例中给出。
逆变器的控制目标为输出与输入交流电压同相位、等比例的交流电。控制器的设计
主要控制方法与结构设计和.控制参数设计，其中：
1.控制方法与结构设计
逆变器采用双环的控制方法，控制框图如0所示。电压外环通过PI控制器生成电流内环参考电流id*、iq*,电流内环再通过PI控制器生成ud*、uq*,中压交流输入侧交流电压经PLL采样输出相角跟随信号，使输出电压调制信号跟随中压交流侧频率及相角，调制信号经SPWM环节后产生开关信号，实现输出电压与中压交流侧电压同步。
2.控制参数设计
以d轴输出为例，首先设计内环控制参数，考虑信号采样的延迟环节和PWM控制的小惯性延时，暂不考虑输出电压uod的影响，经解耦后三相电压源型逆变器的电流内环结构图如0所示，其中Kpi、Kii为PI控制参数。
将小时间常数0.5Ts和Ts合并，得到补偿前的电流内环开环传递函数为：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000082
kpwm为低压交流输出级逆变器等效增益，Lf为输出滤波电感，Ts为电流采样常数。
代入电路参数得到补偿前的开环传递函数bode传递函数如0所示，由图可知，补偿前电流内环穿越频率过低，***快速性指标较差。设补偿后电流内环***的穿越频率为开关频率的1/20，即500Hz。将PI控制器传递函数写成零极点形式，即
Figure RE-RE-GDA0002770182440000083
取τis＝Lf/r，零极点对消，则开关传递函数可简化为
Figure RE-RE-GDA0002770182440000091
根据典型二阶***的特性，计算得
Figure RE-RE-GDA0002770182440000092
补偿后的***开环传递函数bode图如0所示，穿越频率为483Hz，相角裕度为65.5度，符合设计要求。同时，电流环闭环传递函数可以近似等效为一个惯性常数为3Ts的惯性环节，但前提是开关频率较高，如式(17)所示。
Figure RE-RE-GDA0002770182440000093
再次设计电压外环控制参数，考虑电压信号采样延迟环节，电压外环控制框图如0所示。其中Kpv、Kiv为PI控制参数，Gci为电流环闭环传递函数。补偿前的电压环开环传递函数为
Figure RE-RE-GDA0002770182440000094
由式(18)可得电压环开环传递函数的bode图如0所示。电压外环的穿越频率为2850Hz，相角裕度为-50.2度。***的穿越频率高，快速性非常好，但是稳定性低，需要PI控制器平衡***的快速性和稳定性。将补偿后的电压外环穿越频率设置在电流内环穿越频率的1/5，即100Hz，PI控制器的转折频率设置为20Hz，即满足
Figure RE-RE-GDA0002770182440000095
解得
Figure RE-RE-GDA0002770182440000096
补偿后的电压环开环传递函数bode图如0所示，补偿后的***穿越频率为95.8Hz，相角裕度64.5度，符合设计要求。
下面结合附图及具体实施例对本发明方案进行进一步的详细说明。
实施举例：
为验证本专利提出之技术方案，基于MATLAB-Simulink环境建立如图3所示之***模型。设计***功率参数时，整流器及直流隔壁变压器功率容量冗余度较高，额定负载功率设置为50kW。若希望提高负载功率，只需并联多个逆变器接口即可，本专利仅用1个逆变器接口说明工况。具体功率参数如表1所示
表1***功率参数
Figure RE-RE-GDA0002770182440000101
整流器参数设计
为提高电压利用率，整流器采用双极性SVPWM调制，三相电流源相电压有效值为6kV。
A.直流侧电压设计
在SVPWM控制下的直流电压范围为：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000102
本专利设计中取常见中压直流电压等级Udc1＝20kV。
B.整流器电感设计
满足输出功率指标时的交流侧电感L1：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000103
满足快速电流跟踪与谐波抑制要求的电感L1：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000104
式(22)中，Udc1——整流器直流侧电压平均值；
Im——交流侧电流峰值；
ω——工频电压角频率；
Em——电网电压峰值；
Ts——PWM开关周期；
Δimax——电流脉动允许最大值，一般取20％Im。
计算得
26.9mH≤L1≤735.5mH (23)
取L1＝50mH。
C.整流器直流侧电容设计
直流侧电容主要功能是：(1)缓冲整流器交流侧与直流侧间的能量交换，稳定直流侧电压；(2)抑制直流侧谐波电压。
一方面，为满足整流器直流侧电压跟随性指标，电容应尽量小。另一方面为满足负载功率波动抗扰动性指标，电容C1需满足
Figure RE-RE-GDA0002770182440000111
其中，PL为额定传输功率，ΔUdcmax为电压抗干扰指标，取为0.5％Udc1，最终取 C1＝500μF。
DAB参数设计
A.DAB电感参数设计
DAB电感Lk需满足功率传输指标，DAB能够传输的功率为
Figure RE-RE-GDA0002770182440000112
Figure RE-RE-GDA0002770182440000113
为保证DAB功率传输能力冗余，取Lk＝0.1mH。
B.DAB二次侧电容设计
二次侧电容C2主要作用是滤波以及减少负载扰动对电压的影响，应满足
Figure RE-RE-GDA0002770182440000114
式中，Io——直流输出电流，
ΔU2max——变换器负载扰动时抗干扰指标，一般为直流电压的5％。
代入计算得
C2≥937.5μF (28)
实际电路中，直流输出侧还需提供交流接口，电容滤波稳压能力需更强，取C2＝40mF。
逆变器参数设计
为便于设计，前级电路等效为一个800V直流源Udc2，交流侧线电压有效值为380V，则采用SPMW调制时，调制比m满足下式：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000121
Uref——参考相电压峰值。
A.逆变器滤波电感设计
三相逆变器滤波电感Lf设计必须满足***快速性和谐波抑制两个要求，经计算，Lf需满足以下不等式：
Figure RE-RE-GDA0002770182440000122
Ts——逆变器开关周期
Im——流过电感的额定电流峰值
Δimax——电流脉动允许最大值，一般为20％Im
将***参数代入计算得0.6mH≤Lf≤15.9mH，取Lf＝5mH,滤波电感等效电阻一般比较小，取为0.01Ω。
B.逆变器滤波电容设计
为避免LC滤波器发生谐振，LC滤波器的频率frcs应大于基波频率的10倍且小于开关频率的1/5，即
Figure RE-RE-GDA0002770182440000123
取frcs＝1000Hz，则根据谐振公式可选取电容Cf的值
Figure RE-RE-GDA0002770182440000124
同时，考虑到逆变器额定容量的5％不应小于在滤波电容上的消耗的无功功率，即应当满足：
ωCfUref 2≤5％S (33)
计算得
Cf≤54μF (34)
满足无功消耗要求。
电路中各开关管均为理想模型，其余各电路参数如表2所示。
表2虚拟变压器主要参数
Figure RE-RE-GDA0002770182440000131
控制参数及仿真结果
Figure RE-RE-GDA0002770182440000132
控制参数：
经实施方案中控制参数设计以及实验调试后，整理各部分PI参数如表3所示。
表3***控制参数
Figure RE-RE-GDA0002770182440000133
Figure RE-RE-GDA0002770182440000141
Figure RE-RE-GDA0002770182440000142
仿真结果：
为验证基于固态变压器的虚拟变压器运行策略的可行性与抗负载扰动性，首先在负载25kW时启动。在0.3s时负载阶跃到50kW。
如0所示，启动后约0.05秒直流侧电压趋于稳定，中压交流输入级直流侧电压稳定于20kV，波动值小于0.5％Udc1，隔离变压级二次侧直流电压稳定于800V，波动量小于1％Udc2。在0.3s负载功率跃变后，中压交流输入级直流侧电压与隔离变压级二次侧直流电压均发生一定波动，0.35s时趋于稳定，电压波动量均满足预期。
0中，为便于比较输入、输出交流电压，将输入电流信号缩小20倍。启动后，逆变器输出快速性性能良好，相位与输入电压同步。0.3s负载功率增大一倍，输出电压基本无变化，输出电流增大1倍。符合预期效果。
为验证此运行策略输出电压跟随性，如0所示，在0.1s时，输入三相电压有效值从10kV跃变为11kV，输出交流电压跟随放大，此过程中变压比保持恒定，相位同步良好。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (10)

1.一种虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
中压交流输入级控制步骤：采用dq解耦控制输入级整流器，电流内环分别控制有功电流和无功电流，电压外环联系直流侧电容电压和有功电流；
隔离变压级控制步骤：采用单移相控制隔离变压级；
逆变器控制步骤：采用电压外环和电流内环双环控制逆变器。
2.根据权利要求1所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，所述中压交流输入级控制步骤中，经解耦后的电流内环开环传递函数为：
Figure FDA0002655765680000011
其中：kpwm为中压交流输入级等效增益，L1为交流侧输入电感，Ts为电流采样常数。
3.根据权利要求2所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，中压交流输入级通过PI控制器加速，其中PI控制器的PI参数Kpi、Kii计算公式为：
Figure FDA0002655765680000012
Figure FDA0002655765680000013
4.根据权利要求3所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，未加PI控制器的电压环开环传递函数为：
Figure FDA0002655765680000014
其中，C1为中压直流侧电容值，Tev＝τv+3Ts，τv表示电压外环采样惯性常数。
5.根据权利要求1所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，隔离变压级控制步骤中，分析左侧整流级一个周期内的工作情况得到输入输出电流平均值模型：
Figure FDA0002655765680000015
式中，n为变压器正副边匝比，Udc1、Udc2分别为隔离变压级输入侧、输出侧电压，d为移相占空比，fs为开关频率，Lk为滤波电感。
6.根据权利要求5所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，输入输出电流平均值模型中加入扰动量：
Figure FDA0002655765680000021
消去直流和二阶高次量得到隔离级的等效小信号模型：
Figure FDA0002655765680000022
式中，RLe为负载电阻，C2为低压直流侧电容，fs为开关频率。
7.根据权利要求1所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，逆变器控制步骤中，电压外环通过PI控制器生成电流内环参考电流id*、iq*,电流内环通过PI控制器生成ud*、uq*,中压交流输入侧交流电压经PLL采样输出相角跟随信号，使输出电压调制信号跟随中压交流侧频率及相角，调制信号经SPWM环节后产生开关信号。
8.根据权利要求7所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，逆变器控制补偿前的电流内环开环传递函数为：
Figure FDA0002655765680000023
其中kpwm为低压交流输出级逆变器等效增益，Lf为输出滤波电感，Ts为电流采样常数。
9.根据权利要求8所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，补偿前的电压环开环传递函数为
Figure FDA0002655765680000024
10.根据权利要求9所述的虚拟变压器的运行控制方法，其特征在于，补偿后的***穿越频率为95.8Hz，相角裕度64.5度。
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