CN112061231A - 一种商用车智能电动助力转向控制方法及控制器 - Google Patents

一种商用车智能电动助力转向控制方法及控制器 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种商用车智能电动助力转向控制方法及控制器，包括底层电机控制、顶层自动控制和驾驶员助力控制，所述底层电机控制采用电流斩波控制策略和角度位置控制策略，其中移相式电流斩波控制方法，使上下驱动桥壁主开关自动交替斩波续流，以较低开关频率的驱动电路和功率器件，实现倍频的电流斩波频率，降低控制器的成本，提高电机***和转向***的性能。顶层自动控制使驾驶员可根据实际的转向需求，电控***实时精准地控制电机工作，实现新能源和自动驾驶商用车直接电动助力转向，降低整车能耗，增加续航里程；同时使***能响应其他电控***的发出的角度和扭矩控制指令的通信模块和控制模式执行和管理模块，实现转向的***的线控功能。

Description

一种商用车智能电动助力转向控制方法及控制器
技术领域
本发明涉及汽车转向***，具体涉及一种商用车智能电动助力转向控制方法及控制器。
背景技术
在新能源商用车基础上开发自动驾驶整车，为了实现对转向***的自动控制，还需在现有转向***的基础上，在其转向管柱上再增加一套转向盘控制***，替代和执行驾驶员对转向***的自动控制。
但是目前这套***除了存在上述问题的情况，还存在以下问题：1、传统控制器硬件体积和质量较大，开关损耗也较高；2、***更加复杂且存在功能冗余；3、油泵驱动电机及控制器***和转向盘控制***无法通信实现协调控制。
另外，采用电动助力转向***，电机***和转向***的性能在常规的控制策略下，性能不够理想，影响整车能耗和续航里程。同时电机***和转向***与其他电控***的联系不够，缺乏转向***的线控功能。
发明内容
本发明的目的在于提供一种商用车智能电动助力转向控制方法，底层电机控制模型采用电流斩波控制策略和角度位置控制策略，其中移相式电流斩波控制方法，使上下驱动桥壁主开关自动交替斩波续流，以较低开关频率的驱动电路和功率器件，实现倍频的电流斩波频率，降低控制器的成本，提高电机***和转向***的性能。顶层自动控制使驾驶员可根据实际的转向需求，电控***实时精准地控制电机工作，实现新能源和自动驾驶商用车直接电动助力转向，降低整车能耗，增加续航里程；同时使***能响应其他电控***的发出的角度和扭矩控制指令的通信模块和控制模式执行和管理模块，实现转向的***的线控功能。
一种商用车智能电动助力转向控制方法，包括底层电机控制、顶层自动控制和驾驶员助力控制，所述底层电机控制采用电流斩波控制策略和角度位置控制策略；
所述底层电机控制包括开通角/关断角计算模型、角度控制模型和电流斩波控制模型；
开通角/关断角计算模型根据给定电流、电压和转速实时计算基础开通角，再由三相位置关系分别计算每一相的电动开通角，关断角的计算方式相同；
角度控制模块中实时计算的三相开通角/关断角依次与电机转子的当前位置进行比较，来判断当前相的位置，给出该相当前的角度控制开通码/关断码，然后再与上一次计算的角度控制导通码/关断码进行逻辑运算后输出；
电流斩波控制模型使上下桥壁主开关自动交替斩波续流，主要包括三个步骤：
(1)当前导通相计算
将角度控制和换相控制模块计算的导通码和进行逻辑“与”运算，然后将其结果依次循环移位，判断并确定当前导通的相；
(2)三相上下桥导通控制和斩波续流控制
根据计算得到当前导通相，对三相桥壁分别进行控制，当实际相电流小于目标电流时进入上下桥同时导通控制模块，当实际相电流大于目标电流时进入斩波续流控制模块；
(3)主开关可靠性控制
将其他模块计算的主开关导通码和该电流控制模块计算的导通码进行逻辑综合，其结果在于前一时刻的IGBT控制信号进行逻辑综合，最终得到主开关的控制信号；
所述顶层自动控制包括自动控制模式选择模型和自动控制模式模型；
所述自动控制模式选择模型选择是否接受来自其它电控***的控制指令，首先来自其他电控***的控制权指令经过TimeMaintain模块延迟，若信号保持不变，则指令有效，否则为无效指令，然后再判断给定的目标控制角度是否都在合理的范围内，之后再通过SW_Trq指令判断驾驶是否在操作方向盘，驾驶员在操作方向盘的过程中，输出为无效信号，最后在控制权指令有效、目标控制角度在合理的范围内且驾驶员未操作方向的条件同时满足时，控制权信号被置1有效，即电动转向***可接收其他电控***的目标转角控制；
所述自动控制模式模型在控制权信号被置1有效的情况下，首先对来自其他电控的***的目标转角和方向盘实际转角做差值运算，其差值进过抗饱和PID调节器调节后，输出控制电机的初始目标转矩，该转矩值在叠加上电机当前电机转矩做为电机的目标转矩控制值。
优选的，所述三相上下桥导通控制和斩波续流控制中，实际相电流小于目标电流时，上下桥主开关同时导通，并且将当前导通相的导通码与其它相的导通码进行“或”运算，所述三相上下桥导通控制和斩波续流控制中，实际相电流大于目标电流时，上下桥主开关交替导通续流控制。
优选的，还需进行上下桥主开关交替导通状态判断和确认，对上下桥主开关同时导通控制模块中的标志位按1个步长累加，然后将累加的结果进行比较，判断是否进入上下桥主开关交替导通状态，最终确认进入上下桥交替控制模块，进入上下桥交替控制模块后，根据上下桥斩波续控制标志位的状态，判断是否上桥或下桥控制，在控制完成后对标志位取“反”，指示另一个将要导通的桥壁，实现交替导通控制。
优选的，控制权信号默认情况下为无效，电动助力转向***由驾驶员控制，包括：控制模式选择模型、回正控制模型、阻尼控制模型和摩擦惯量阻尼补偿模型。
优选的，所述控制模式选择模型为：当方向盘角度和角速度方向相同时，如果转向扭矩大于阀值，选择助力控制模式，当方向盘角度和角速度方向不同时，入回正控制状态。
优选的，所述回正控制模型为：对目标转向盘位置和实际转向盘位置之间的偏差进行比例积分调节，使助力电机将转向盘带到中位。
优选的，所述阻尼控制模型为：首先根据转矩传感器信号、车速信号，来判断是否需要进行阻尼控制，当电机转速高于80km/h，转向盘转矩处于死区范围时，进行阻尼控制。
优选的，其特征在于：所述摩擦惯量阻尼补偿模型为：通过将惯性补偿电流，阻尼补偿电流，摩擦补偿电流相加后得到总补偿电流，并加入到总的助力电流中。
优选的，控制器包括主控制电路和三相不对称半桥功率变换电路，所述主控制电路包括扭矩和转角信号处理电路、母线电流/电压/相电流采样电路、电机绕组温度信号处理电路、CAN通信电路、CPU和FPGA处理器电路、电机位置信号处理电路、过流过压信号比较电路、模拟斩波电路、高端驱动及诊断电路和SiC逻辑驱动保护电路，所述三相不对称半桥功率变换电路由三相左右半桥、滤波电容C1、正极接触器S1、预充电接触器S2和预充电电阻R1耦合而成。
优选的，所述SiC逻辑驱动保护电路以及三相不对称半桥功率变换电路中MOSFET和肖特基二极管都采用的是碳化硅材质，且CAN通信电路的CAN信号收发器采用隔离芯片ISO1050,供电电源采用隔离芯片ISD-B0505D，并且在CAN高和CAN低信号线之间串入了共模电感B82790S513N201和并联了120欧姆的电阻，CPU和FPGA处理器电路中CPU和FPGA采用支持浮点运算的32位数字信号处理器TMS320F28335和现场可编程门阵列XC7Z010处理器。
本发明的优点在于：
1、电机控制器软件的底层电机控制采用电流斩波控制策略和角度位置控制策略，其中移相式电流斩波控制方法，使上下驱动桥壁主开关自动交替斩波续流，以较低开关频率的驱动电路和功率器件，实现倍频的电流斩波频率，降低控制器的成本，提高电机***和转向***的性能。
2、电机控制器软件的顶层自动控制使驾驶员可根据实际的转向需求，电控***实时精准地控制电机工作，实现新能源和自动驾驶商用车直接电动助力转向，降低整车能耗，增加续航里程；同时使***能响应其他电控***的发出的角度和扭矩控制指令的通信模块和控制模式执行和管理模块，实现转向的***的线控功能。
3、电机控制器硬件采用第三代半导体碳化硅功率器件，构成对电机驱动的三相不对称半桥，使控制的开关频率较传统控制器提高一倍，开关损耗较低，同时减小了控制器的体积和质量，最终降低了整车能耗提升了续航里程。
附图说明
图1为本发明的电动助力转向***原理图；
图2为本发明的电动开通角计算模型原理图；
图3为本发明的正转电动时角度控制模型原理图；
图4为本发明的导通相计算和交替斩波控制模型原理图；
图5为本发明的一相交替斩波控制模型原理图；
图6为本发明的上下桥主开关同时导通控制流程示意图；
图7为本发明的上下桥主开关交替导通状态判断和确认流程示意图；
图8为本发明的上下桥主开关交替导通控制模块原理图；
图9为本发明的上桥斩波续流控制流程示意图；
图10为本发明的下桥斩波续流控制流程示意图；
图11为本发明的主开关可靠性控制流程示意图；
图12为本发明的自动控制模式选择模型原理图；
图13为本发明的自动控制模式模型原理图；
图14为本发明的控制器硬件原理图；
具体实施方式
为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。
如图1至图13所示，一种商用车智能电动助力转向控制方法，包括底层电机控制、顶层自动控制和驾驶员助力控制，所述底层电机控制采用电流斩波控制策略和角度位置控制策略；
所述底层电机控制包括开通角/关断角计算模型、角度控制模型和电流斩波控制模型；
开通角/关断角计算模型根据给定电流、电压和转速实时计算基础开通角，再由三相位置关系分别计算每一相的电动开通角，关断角的计算方式相同，仅参数不同。
角度控制模块中实时计算的三相开通角/关断角依次与电机转子的当前位置进行比较，来判断当前相的位置，给出该相当前的角度控制开通码/关断码，然后再与上一次计算的角度控制导通码/关断码进行逻辑运算后输出；保证平稳可靠换相,正转电动时的角度控制模型如图7所示。
电流斩波控制模型使上下桥壁主开关自动交替斩波续流，主要包括三个步骤：
(1)当前导通相计算
将角度控制和换相控制模块计算的导通码和进行逻辑“与”运算，然后将其结果依次循环移位，判断并确定当前导通的相；如图4所示。
(2)三相上下桥导通控制和斩波续流控制
根据计算得到当前导通相，对三相桥壁分别进行控制，当实际相电流小于目标电流时进入上下桥同时导通控制模块，当实际相电流大于目标电流时进入斩波续流控制模块；如图5所示。
其中实际相电流小于目标电流时，上下桥主开关同时导通，并且将当前导通相的导通码与其它相的导通码进行“或”运算，这样，不仅完成了对当前相导通码的实时更新，而且还不会影响其它相的工作状态，如图6所示。实际相电流大于目标电流时，上下桥主开关交替导通续流控制。
(3)主开关可靠性控制
将其他模块计算的主开关导通码和该电流控制模块计算的导通码进行逻辑综合，其结果在于前一时刻的IGBT控制信号进行逻辑综合，最终得到主开关的控制信号；这样不仅能提高主开关控制的安全和可靠性，还能使电机换相平稳，运行更稳定，如图11所示。
所述顶层自动控制包括自动控制模式选择模型和自动控制模式模型；顶层自动控制即电机控制器软件顶层应用软件使驾驶员可根据实际的转向需求，电控***实时精准地控制电机工作，降低整车能耗，增加续航里程；同时使***能响应其他电控***的发出的角度和扭矩控制指令的通信模块和控制模式执行和管理模块，实现转向的***的线控功能，是汽车实现自动驾驶的关键基础功能之一。
所述自动控制模式选择模型选择是否接受来自其它电控***的控制指令，首先来自其他电控***的控制权指令经过TimeMaintain模块延迟，若信号保持不变，则指令有效，否则为无效指令，然后再判断给定的目标控制角度是否都在合理的范围内，之后再通过SW_Trq指令判断驾驶是否在操作方向盘，驾驶员在操作方向盘的过程中，输出为无效信号，最后在控制权指令有效、目标控制角度在合理的范围内且驾驶员未操作方向的条件同时满足时，控制权信号被置1有效，即电动转向***可接收其他电控***的目标转角控制；
所述自动控制模式模型在控制权信号被置1有效的情况下，首先对来自其他电控的***的目标转角和方向盘实际转角做差值运算，其差值进过抗饱和PID调节器调节后，输出控制电机的初始目标转矩，该转矩值在叠加上电机当前电机转矩做为电机的目标转矩控制值。控制权信号MoseS在默认情况下为无效，电动助力转向***由驾驶员控制，主要包括控制模式选择模型，回正控制模型，阻尼控制模型，摩擦惯量阻尼补偿模型。
所述三相上下桥导通控制和斩波续流控制中，实际相电流小于目标电流时，上下桥主开关同时导通，并且将当前导通相的导通码与其它相的导通码进行“或”运算，所述三相上下桥导通控制和斩波续流控制中，实际相电流大于目标电流时，上下桥主开关交替导通续流控制。这样，不仅完成了对当前相导通码的实时更新，而且还不会影响其它相的工作状态。
还需进行上下桥主开关交替导通状态判断和确认，对上下桥主开关同时导通控制模块中的标志位按1个步长累加，然后将累加的结果进行比较，判断是否进入上下桥主开关交替导通状态，最终确认进入上下桥交替控制模块，进入上下桥交替控制模块后，根据上下桥斩波续控制标志位的状态，判断是否上桥或下桥控制，在控制完成后对标志位取“反”，指示另一个将要导通的桥壁，实现交替导通控制。
控制权信号默认情况下为无效，电动助力转向***由驾驶员控制，包括：控制模式选择模型、回正控制模型、阻尼控制模型和摩擦惯量阻尼补偿模型。随着作用在方向盘上的力减小，在回正力矩的作用下，方向盘回到初始的中心位置。原地转向和低速转向时，由于车轮与地面的摩擦力产生的力矩大于回正力矩，会产生回正不足的情况，采取回正助力控制，助力扭矩跟随输入扭矩；汽车以一定的速度行驶时，回正力矩大于摩擦力力矩，容易产生回正过量，主动回正容易使方向盘扭矩的大小和方向突变，这时选择阻尼控制。助力控制模型根据转向盘转矩信号和车速信号，从事先制定好的基本助力特性表中查取相应的目标助力扭矩，然后利用电机控制策略实现对目标扭矩的跟踪控制。
所述控制模式选择模型为：当方向盘角度和角速度方向相同时，如果转向扭矩大于阀值，选择助力控制模式，当方向盘角度和角速度方向不同时，入回正控制状态。
所述回正控制模型为：对目标转向盘位置和实际转向盘位置之间的偏差进行比例积分调节，使助力电机将转向盘带到中位。
所述阻尼控制模型为：首先根据转矩传感器信号、车速信号，来判断是否需要进行阻尼控制，当电机转速高于80km/h，转向盘转矩处于死区范围时，进行阻尼控制。阻尼控制时，用一定占空比的PWM信号控制功率转换电路，使助力电机电枢两端短路，助力电机旋转产生的感生电流阻碍电机继续转动，即形成阻尼转矩，从而保证了汽车直线行驶的稳定性。
所述摩擦惯量阻尼补偿模型为：通过将惯性补偿电流，阻尼补偿电流，摩擦补偿电流相加后得到总补偿电流，并加入到总的助力电流中。因为电机功率越大则其摩擦力矩和转动惯量越大，会严重影响到轮胎的回正性能，同时还会引起转向时的粘滞感，导致助力跟随性变差。
控制器包括主控制电路和三相不对称半桥功率变换电路，所述主控制电路包括扭矩和转角信号处理电路、母线电流/电压/相电流采样电路、电机绕组温度信号处理电路、CAN通信电路、CPU和FPGA处理器电路、电机位置信号处理电路、过流过压信号比较电路、模拟斩波电路、高端驱动及诊断电路和SiC逻辑驱动保护电路，所述三相不对称半桥功率变换电路由三相左右半桥、滤波电容C1、正极接触器S1、预充电接触器S2和预充电电阻R1耦合而成。
所述SiC逻辑驱动保护电路以及三相不对称半桥功率变换电路中MOSFET和肖特基二极管都采用的是碳化硅材质，且CAN通信电路的CAN信号收发器采用隔离芯片ISO1050,供电电源采用隔离芯片ISD-B0505D，并且在CAN高和CAN低信号线之间串入了共模电感B82790S513N201和并联了120欧姆的电阻，CPU和FPGA处理器电路中CPU和FPGA采用支持浮点运算的32位数字信号处理器TMS320F28335和现场可编程门阵列XC7Z010处理器。电机控制器硬件采用第三代半导体碳化硅功率器件，构成对电机驱动的三相不对称半桥，使控制的开关频率较传统控制器提高一倍，开关损耗较低，同时减小了控制器的体积和质量，最终降低了整车能耗提升了续航里程。
具体实施方式及原理：
如图14所示，电机控制器硬件包括主控制电路和三相不对称半桥功率变换电路构成：
控制电路包括扭矩和转角信号处理电路，母线电流/电压/相电流采样电路，电机绕组温度信号处理电路，CAN通信电路，CPU和FPGA处理器电路，电机位置信号处理电路，过流过压信号比较电路，模拟斩波电路，高端驱动及诊断电路，SiC逻辑驱动保护电路。
扭矩和转角信号处理电路，是将扭矩和转角传感器输出的4路频率信号经过处理后送给CPU使用，这4路频率信号的处理电路相同，来自传感器的原始信号首先通过磁珠BKP1825HS600-T滤除高频干扰，在通过上拉电阻将信号上拉，之后再通过由电阻和电容构成的二阶滤波器，最后通过TVS二极管将进过二阶滤波的信号做限幅和整形，输出给CPU的频率接口。
母线电流/相电流采样电路，是将母线电流和相电流的采样电阻信号输出给隔离光耦AMC1200-Q1，在通过运算放大器TLC4502将其转换成稳定的CPU可接收的模拟信号。
母线电压采用电路，首先是将电机供电的高压通过电阻进行分压通过电容滤波，然后在通过隔离光耦AMC1200-Q1转换为差分信号，在通过运算放大器TLC4502将其转换成稳定的CPU可接收的模拟信号。
电机绕组温度信号处理电路,电机绕组温度传感器是NTC负温度系数电阻，其一端连接5V电源，另外一端与电机绕组温度信号处理电路相连接，首先通过下拉电阻分压和电容滤波处理，在通过TLV2374运放电压跟随后送CPU的模拟端口。
CAN通信电路的CAN信号收发器采用隔离芯片ISO1050,供电电源采用隔离芯片ISD-B0505D，CAN信号收发器与CPU相连端采用与CPU供电的电源供电，CAN信号收发器与外部接口相连端采用隔离电源供电，并且在CAN高和CAN低信号线之间串入了共模电感B82790S513N201和并联了120欧姆的电阻。
CPU和FPGA处理器电路，CPU采用支持浮点运算的32位数字信号处理器TMS320F28335和现场可编程门阵列(FPGA)XC7Z010处理器，主频高达600MHz。其中，CPU用于：对CAN总线传输的传感器信号进行解析、信号有效性确认、软件滤波，冗余校验等预处理任务；对模拟信号和数字信号进行底层驱动处理；***电源管理；传感器故障诊断等。FPGA处理器主要用于：高速电机位置信号进行数字处理；产生高速控制信号通过SiC逻辑驱动电路对功率器件进行控制，控制的开关频率高达50KHz，同时通过SiC逻辑驱动电路的反馈信号和电机相电流的反馈信号对功率器件实时诊断和保护。
电机位置信号处理电路，是对A、B、C三路霍尔信号和两路正交编码信号进行处理，其出路电路相同，信号首先通过上拉电阻，然后经过由电阻和电容构成的一阶滤波器后送FPGA处理器使用。
模拟电流斩波及电流保护电路，模拟斩波的基准信号通过DSP给出(PWM信号),经过驱动芯片SN74ACT244将信号增强后，在经过由TL028构成的二阶滤波器滤波后转换成模拟信号，该模拟信号与处理后的相电流信号通过比较器LM293进行比较，比较结果送FPGA处理。同时为了防止比较器在设定的斩波电流值附近输出产生抖动，比较器采用滞环形式。同时，处理后的相电流信号与过电流整定值GL进行比较，当相电流大于过电流整定值GL时，比较输出低电平给FPGA，以采取相应的保护措施。
高端驱动及诊断电路,是对直流母线正极接触器、预充接触器进行驱动，DSP的控制信号先通过SN74ACT244增强，在经过”与”门后，驱动继电器，低电平有效。
SiC逻辑驱动保护电路，使用英飞凌2ED020I12-F2,1200V双高边栅极驱动器集成电路，对三相不对称功率电路进行驱动，具有电流隔离，去饱和保护和短路箝位等功能。
三相不对称半桥功率电路包括由SiC MOSFET T1和SiC肖特基D1构成的U相左半桥，U相右半桥与左半桥构成相同，V相和W相与U相构成相同，还包括滤波电容C1,正极接触器S1,预充电接触器S2和预充电电阻R1。优选地SiC MOSFET采用英飞凌IMW120R220M1H，耐压等级1200V,最大漏极电流13A,优选地SiC肖特基二极管采用英飞凌IDW20G120C5B，耐压1200V,最大导通电流20A。
电机运行时需要分别计算电动和发电工况下的开通角/关断角，下面以电动开通角计算为例进行说明。如下图2所示,首先根据给定电流、电压和转速实时计算基础开通角anSRM_Adv_TonMA，再由三相位置关系分别计算每一相的电动开通角。关断角的计算方式相同，仅参数不同。
角度控制模块中实时计算的三相开通角/关断角依次与电机转子的当前位置进行比较，来判断当前相的位置，给出该相当前的角度控制开通码/关断码，然后再与上一次计算的角度控制导通码/关断码进行逻辑运算后输出，保证平稳可靠换相,正转电动时的角度控制模型如图3所示。
开发新型的电流斩波控制方法，使上下桥壁主开关自动交替斩波续流，主要包括三个步骤：当前导通相计算，三相上下桥导通控制和斩波续流控制，主开关可靠性控制。
3.1当前导通相计算
首先，将角度控制和换相控制模块计算的导通码anSRM_DTMA和anSRM_DTMAD进行逻辑“与”运算，然后将其结果依次循环移位，判断并确定当前导通的相，控制模型如图4左边所示。
3.2三相上下桥导通控制和斩波续流控制
根据计算得到当前导通相，对三相桥壁分别进行控制，其中一相控制模型如图5所示，当实际相电流小于目标电流时进入上下桥同时导通控制模块，当实际相电流大于目标电流时进入斩波续流控制模块。
A、实际相电流小于目标电流时，上下桥主开关同时导通，并且将当前导通相的导通码与其它相的导通码进行“或”运算，这样，不仅完成了对当前相导通码的实时更新，而且还不会影响其它相的工作状态，如图6所示。
B、实际相电流大于目标电流时，上下桥主开关交替导通续流控制。
(1)上下桥主开关交替导通状态判断和确认
对上下桥主开关同时导通控制模块中的标志位anSRM_JS01按1个步长累加，然后将累加的结果进行比较，判断是否进入上下桥主开关交替导通状态，如图7所示，最终确认进入上下桥交替控制模块，如图8所示。
(2)上下桥斩波续流控制
进入上下桥交替控制模块后，根据上下桥斩波续控制标志位“anSRM_Index0”的状态，判断是否上桥或下桥控制，在控制完成后对标志位取“反”，指示另一个将要导通的桥壁，实现交替导通控制，控制模型如图9和10所示。
3.3主开关可靠性控制
为了保证对主开关的可靠控制，将其他模块计算的主开关导通码anSRM_DTMA、anSRM_DTMAD和该电流控制模块计算的导通码S3_2进行逻辑综合，其结果在于前一时刻的IGBT控制信号进行逻辑综合，最终得到主开关的控制信号IGBT_CtrlSig。这样不仅能提高主开关控制的安全和可靠性，还能使电机换相平稳，运行更稳定，控制模型如图11所示。
电机控制器软件顶层应用软件包括自动控制模式选择模型和自动控制模式模型。
自动控制模式选择模型的功能是选择是否接受来自其它电控***(如自动驾驶域控制器)的控制指令，首先来自其他电控***的控制权指令AutoManuSel经过TimeMaintain模块延迟，若信号保持不变，则指令有效，否则为无效指令，然后在判断给定的目标控制角度Tgt_Pos是都在合理的范围内，之后再通过SW_Trq指令判断驾驶是否在操作方向盘，驾驶员在操作方向盘的过程中，输出为无效信号，最后在控制权指令AutoManuSel有效，目标控制角度Tgt_Pos在合理的范围内且驾驶员未操作方向的条件同时满足时，控制权信号MoseS别置1有效，即电动转向***可接收其他电控***的目标转角控制。
如图13所示，当控制权信号MoseS被置1有效，电动转向***可接收其他电控***的目标转角控制，首先，来自其他电控的***的目标转角Tgt_Pos和方向盘实际转角SW_Pos做差值运算，其差值进过抗饱和PID调节器调节后，输出控制电机的初始目标转矩，该转矩可为正值也可为负值，该转矩值在叠加上电机当前电机转矩M_Trq,做为电机的目标转矩控制值。
如1及图13，控制权信号MoseS在默认情况下为无效，电动助力转向***由驾驶员控制，主要包括控制模式选择模型，回正控制模型，阻尼控制模型，摩擦惯量阻尼补偿模型：
1.控制模式选择模型，当方向盘角度和角速度方向相同时，如果转向扭矩大于阀值，选择助力控制模式，当方向盘角度和角速度方向不同时，入回正控制状态。随着作用在方向盘上的力减小，在回正力矩的作用下，方向盘回到初始的中心位置。原地转向和低速转向时，由于车轮与地面的摩擦力产生的力矩大于回正力矩，会产生回正不足的情况，采取回正助力控制，助力扭矩跟随输入扭矩；汽车以一定的速度行驶时，回正力矩大于摩擦力力矩，容易产生回正过量，主动回正容易使方向盘扭矩的大小和方向突变，这时选择阻尼控制。助力控制模型根据转向盘转矩信号和车速信号，从事先制定好的基本助力特性表中查取相应的目标助力扭矩，然后利用电机控制策略实现对目标扭矩的跟踪控制。
2.回正控制模型，对目标转向盘位置(0度)和实际转向盘位置之间的偏差进行比例积分调节，使助力电机将转向盘带到中位。
3.阻尼控制模型，单元首先根据转矩传感器信号、车速信号，来判断是否需要进行阻尼控制，当电机转速高于80km/h，转向盘转矩处于死区范围时，进行阻尼控制。阻尼控制时，用一定占空比的PWM信号控制功率转换电路，使助力电机电枢两端短路，助力电机旋转产生的感生电流阻碍电机继续转动，即形成阻尼转矩，从而保证了汽车直线行驶的稳定性。
4.摩擦惯量阻尼补偿模型，电机功率越大则其摩擦力矩和转动惯量越大，会严重影响到轮胎的回正性能，同时还会引起转向时的粘滞感，导致助力跟随性变差，通过将惯性补偿电流，阻尼补偿电流，摩擦补偿电流相加后得到总补偿电流，并加入到总的助力电流中，解决上述问题。
基于上述，本发明底层电机控制模型采用电流斩波控制策略和角度位置控制策略，其中移相式电流斩波控制方法，使上下驱动桥壁主开关自动交替斩波续流，以较低开关频率的驱动电路和功率器件，实现倍频的电流斩波频率，降低控制器的成本，提高电机***和转向***的性能。顶层自动控制使驾驶员可根据实际的转向需求，电控***实时精准地控制电机工作，实现新能源和自动驾驶商用车直接电动助力转向，降低整车能耗，增加续航里程；同时使***能响应其他电控***的发出的角度和扭矩控制指令的通信模块和控制模式执行和管理模块，实现转向的***的线控功能。
由技术常识可知，本发明可以通过其它的不脱离其精神实质或必要特征的实施方案来实现。因此，上述公开的实施方案，就各方面而言，都只是举例说明，并不是仅有的。所有在本发明范围内或在等同于本发明的范围内的改变均被本发明包含。

Claims (10)

1.一种商用车智能电动助力转向控制方法，其特征在于，包括底层电机控制、顶层自动控制和驾驶员助力控制，所述底层电机控制采用电流斩波控制策略和角度位置控制策略；
所述底层电机控制包括开通角/关断角计算模型、角度控制模型和电流斩波控制模型；
开通角/关断角计算模型根据给定电流、电压和转速实时计算基础开通角，再由三相位置关系分别计算每一相的电动开通角，关断角的计算方式相同；
角度控制模块中实时计算的三相开通角/关断角依次与电机转子的当前位置进行比较，来判断当前相的位置，给出该相当前的角度控制开通码/关断码，然后再与上一次计算的角度控制导通码/关断码进行逻辑运算后输出；
电流斩波控制模型使上下桥壁主开关自动交替斩波续流，主要包括三个步骤：
(1)当前导通相计算
将角度控制和换相控制模块计算的导通码和进行逻辑“与”运算，然后将其结果依次循环移位，判断并确定当前导通的相；
(2)三相上下桥导通控制和斩波续流控制
根据计算得到当前导通相，对三相桥壁分别进行控制，当实际相电流小于目标电流时进入上下桥同时导通控制模块，当实际相电流大于目标电流时进入斩波续流控制模块；
(3)主开关可靠性控制
将其他模块计算的主开关导通码和该电流控制模块计算的导通码进行逻辑综合，其结果在于前一时刻的IGBT控制信号进行逻辑综合，最终得到主开关的控制信号；
所述顶层自动控制包括自动控制模式选择模型和自动控制模式模型；
所述自动控制模式选择模型选择是否接受来自其它电控***的控制指令，首先来自其他电控***的控制权指令经过TimeMaintain模块延迟，若信号保持不变，则指令有效，否则为无效指令，然后再判断给定的目标控制角度是否都在合理的范围内，之后再通过SW_Trq指令判断驾驶是否在操作方向盘，驾驶员在操作方向盘的过程中，输出为无效信号，最后在控制权指令有效、目标控制角度在合理的范围内且驾驶员未操作方向的条件同时满足时，控制权信号被置1有效，即电动转向***可接收其他电控***的目标转角控制；
所述自动控制模式模型在控制权信号被置1有效的情况下，首先对来自其他电控的***的目标转角和方向盘实际转角做差值运算，其差值进过抗饱和PID调节器调节后，输出控制电机的初始目标转矩，该转矩值在叠加上电机当前电机转矩做为电机的目标转矩控制值。
2.根据权利要求1所述的一种商用车智能电动助力转向控制方法，其特征在于：所述三相上下桥导通控制和斩波续流控制中，实际相电流小于目标电流时，上下桥主开关同时导通，并且将当前导通相的导通码与其它相的导通码进行“或”运算，所述三相上下桥导通控制和斩波续流控制中，实际相电流大于目标电流时，上下桥主开关交替导通续流控制。
3.根据权利要求2所述的一种商用车智能电动助力转向控制方法，其特征在于：还需进行上下桥主开关交替导通状态判断和确认，对上下桥主开关同时导通控制模块中的标志位按1个步长累加，然后将累加的结果进行比较，判断是否进入上下桥主开关交替导通状态，最终确认进入上下桥交替控制模块，进入上下桥交替控制模块后，根据上下桥斩波续控制标志位的状态，判断是否上桥或下桥控制，在控制完成后对标志位取“反”，指示另一个将要导通的桥壁，实现交替导通控制。
4.根据权利要求1所述的一种商用车智能电动助力转向控制方法，其特征在于：控制权信号默认情况下为无效，电动助力转向***由驾驶员控制，包括：控制模式选择模型、回正控制模型、阻尼控制模型和摩擦惯量阻尼补偿模型。
5.根据权利要求4所述的一种商用车智能电动助力转向控制方法，其特征在于：所述控制模式选择模型为：当方向盘角度和角速度方向相同时，如果转向扭矩大于阀值，选择助力控制模式，当方向盘角度和角速度方向不同时，入回正控制状态。
6.根据权利要求4所述的一种商用车智能电动助力转向控制方法，其特征在于：所述回正控制模型为：对目标转向盘位置和实际转向盘位置之间的偏差进行比例积分调节，使助力电机将转向盘带到中位。
7.根据权利要求4所述的一种商用车智能电动助力转向控制方法，其特征在于：所述阻尼控制模型为：首先根据转矩传感器信号、车速信号，来判断是否需要进行阻尼控制，当电机转速高于80km/h，转向盘转矩处于死区范围时，进行阻尼控制。
8.根据权利要求4所述的一种商用车智能电动助力转向控制方法，其特征在于：所述摩擦惯量阻尼补偿模型为：通过将惯性补偿电流，阻尼补偿电流，摩擦补偿电流相加后得到总补偿电流，并加入到总的助力电流中。
9.一种应用权利要求1所述控制方法的控制器，其特征在于：控制器包括主控制电路和三相不对称半桥功率变换电路，所述主控制电路包括扭矩和转角信号处理电路、母线电流/电压/相电流采样电路、电机绕组温度信号处理电路、CAN通信电路、CPU和FPGA处理器电路、电机位置信号处理电路、过流过压信号比较电路、模拟斩波电路、高端驱动及诊断电路和SiC逻辑驱动保护电路，所述三相不对称半桥功率变换电路由三相左右半桥、滤波电容C1、正极接触器S1、预充电接触器S2和预充电电阻R1耦合而成。
10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于：所述SiC逻辑驱动保护电路以及三相不对称半桥功率变换电路中MOSFET和肖特基二极管都采用的是碳化硅材质，且CAN通信电路的CAN信号收发器采用隔离芯片ISO1050,供电电源采用隔离芯片ISD-B0505D，并且在CAN高和CAN低信号线之间串入了共模电感B82790S513N201和并联了120欧姆的电阻，CPU和FPGA处理器电路中CPU和FPGA采用支持浮点运算的32位数字信号处理器TMS320F28335和现场可编程门阵列XC7Z010处理器。
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