CN111988004A - 放大电路、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

放大电路、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种放大电路、高频前端电路以及通信装置，在应用了升压型的输入匹配电路的情况下能够有效地抑制向放大器输入过电压。放大电路(10)具备：由晶体管(Tr1)构成的放大器(20)，连接在输入端子(11)与输出端子(12)之间；输入匹配电路(30)，连接在输入端子(11)与放大器(20)的输入侧之间，将阻抗从低阻抗变换为高阻抗；限幅电路(40)，连接在输入匹配电路(30)与放大器(20)的输入侧之间的节点(N1)和接地之间，包含彼此反向地连接的两个二极管(D1以及D2)；和电容器(C1)，在节点(N1)与接地之间，与限幅电路(40)串联地连接。

Description

放大电路、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及对高频信号进行放大的放大电路、和具备该放大电路的高频前端电路以及通信装置。
背景技术
具备连接在输入端子与输出端子之间的由场效应型晶体管构成的放大电路、和与输入端子连接的输入匹配电路的高频放大器已被公开(例如，专利文献1)。
此外，包含彼此反向地连接的两个二极管的限幅电路已被公开(例如，专利文献2)。
例如，通过在专利文献1所公开的高频放大器的输入端子连接专利文献2所公开的限幅电路，从而能够抑制向高频放大器输入过电压，能够抑制在高频放大器的输出信号产生失真。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-146843号公报
专利文献2：日本特开平9-83280号公报
然而，近来，伴随着各种各样的设备的高频化，作为输入匹配电路，大多情况下应用将阻抗从低阻抗变换为高阻抗的升压型的输入匹配电路。在该情况下，若将限幅电路配置在比输入匹配电路更靠跟前(输入匹配电路的高频放大器侧的相反侧)，则由限幅电路限制后的电压被输入匹配电路升压，不能充分地抑制向高频放大器输入过电压，有时不能防止高频放大器的破坏。
发明内容
发明要解决的课题
因此，本发明的目的在于，提供一种在应用了升压型的输入匹配电路的情况下能够有效地抑制向放大器输入过电压的放大电路等。
用于解决课题的手段
为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的放大电路具备：由晶体管构成的放大器，连接在输入端子与输出端子之间；输入匹配电路，连接在所述输入端子与所述放大器的输入侧之间，将阻抗从低阻抗变换为高阻抗；限幅电路，连接在所述输入匹配电路与所述放大器的输入侧之间的节点、和接地之间，包含彼此反向地连接的两个二极管；和第1电容器，在所述节点与接地之间，与所述限幅电路串联地连接。
为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备：滤波器；开关，与所述滤波器直接地或者间接地连接；和上述的放大电路，与所述滤波器直接地或者间接地连接。
为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和上述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
发明效果
根据本发明，在应用了升压型的输入匹配电路的情况下，能够有效地抑制向放大器输入过电压。
附图说明
图1是示出比较例涉及的放大电路的一例的电路结构图。
图2是示出实施方式1涉及的放大电路的一例的电路结构图。
图3是示出实施方式1涉及的放大电路的增益的频率特性的曲线图。
图4是示出实施方式1的变形例涉及的放大电路的一例的电路结构图。
图5是示出实施方式2涉及的通信装置的一例的电路结构图。
附图标记说明
10、10a、15 放大电路；
11 输入端子；
12 输出端子；
20 放大器；
30 输入匹配电路；
40 限幅电路；
50 滤波器；
60 开关；
70 放大电路；
80 高频前端电路；
90 RF信号处理电路(RFIC)；
100 通信装置；
ANT 天线元件；
C1 电容器(第1电容器)；
C2 电容器(第2电容器)；
C3 电容器(第3电容器)；
C4 电容器(第4电容器)；
D1、D2 二极管；
L1 电感器(第1电感器)；
L2 电感器(第2电感器)；
N1、N2 节点；
R1 电阻；
Tr1 晶体管。
具体实施方式
(获得本发明的一个方式的经过)
利用图1对获得本发明的一个方式的经过进行说明。
图1是示出比较例涉及的放大电路10a的一例的电路结构图。在图1中，对于与后述的实施方式1涉及的放大电路10相同的结构标注相同的附图标记，关于各结构的详细将后述。
近来，伴随着各种各样的设备的高频化，在放大电路10a中，应用了将阻抗从低阻抗变换为高阻抗的升压型的输入匹配电路30。此外，为了抑制向放大器20输入过电压而利用了限幅电路40。限幅电路40连接在输入端子11与输入匹配电路30之间的节点、和接地之间。限幅电路40能够将信号电压限制为由二极管D1以及D2的正向电压(例如0.4V至0.7V)规定的电压振幅。但是，由限幅电路40限制后的电压会被升压型的输入匹配电路30升压，因此不能充分地抑制向放大器20输入过电压，有时放大器20会被破坏。
针对于此，可考虑将限幅电路40连接在输入匹配电路30与放大器20的输入侧之间的节点、和接地之间。但是，一般地，放大器20大多情况下为了工作点的最优化而在输入侧供给偏置电压来使用，若在上述节点与接地之间连接限幅电路40，则在限幅电路40也会输入偏置电压。因此，构成限幅电路40的一个二极管中的动作偏移与偏置电压相应的量，因此限幅电路40的动作在正方向的电压振幅和负方向的电压振幅中成为非对称。也就是说，即使在将限幅电路40连接于输入匹配电路30与放大器20的输入侧之间的节点、和接地之间的情况下，由于限幅电路40的动作的非对称性，也有时在放大器20的输出信号产生失真。
以下，对在应用了升压型的输入匹配电路30的情况下能够有效地抑制向放大器20输入过电压的放大电路等进行说明。
以下，参照附图对本发明的实施方式详细地进行说明。另外，以下说明的实施方式均表示概括性或者具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等为一例，其主旨不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素来说明。此外，在各图中，对于实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。此外，在以下的实施方式中，“连接”不仅包含直接连接的情况，还包含经由其他元件等间接地连接的情况。
(实施方式1)
利用图2以及图3对实施方式1涉及的放大电路进行说明。
图2是示出实施方式1涉及的放大电路10的一例的电路结构图。
放大电路10是用于对高频信号进行放大的电路，例如为LNA(Low NoiseAmplifier，低噪声放大器)。放大电路10的动作频带例如为5GHz频段的无线LAN(LocalArea Network，局域网)的频带。
放大电路10具备放大器20、输入匹配电路30、限幅电路40以及电容器C1。另外，放大电路10还具备这些构成要素以外的构成要素，但在此对与本发明的特征部分关联的构成要素标注附图标记来进行说明，关于不标注附图标记的构成要素将省略详细的说明。
放大器20是对所输入的信号进行放大并输出的电路。需要使得在放大器20不输入过电压，而在利用放大器20的***或者装置中，存在被输入过电压的担忧。
放大器20是连接在输入端子11与输出端子12之间的由晶体管Tr1构成的电路。另外，在此，放大器20具有将两个晶体管进行了共源共栅连接的结构。晶体管Tr1例如为N沟道MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，构成了源极接地放大器。另外，晶体管Tr1也可以为双极晶体管。此外，晶体管Tr1并不限于源极(发射极)接地放大器，也可以构成栅极(基极)接地放大器。
另外，在放大器20是利用了MOSFET的共源共栅连接的结构或者源极接地放大器的情况下，变得容易提高输入阻抗。由此，变得容易利用后述的输入匹配电路30中的阻抗变换对向放大器20输入的电压施加限制，即，变得容易抑制向放大器20输入过电压。
输入匹配电路30是连接在输入端子11与放大器20的输入侧(具体地是晶体管Tr1的栅极)之间并将阻抗从低阻抗变换为高阻抗的电路。具体地，输入匹配电路30具备电容器C2和电感器L1。电容器C2是配置在将输入端子11、和输入匹配电路30与放大器20的输入侧之间的节点N1连结的路径上的第2电容器。电感器L1是连接在节点N1与接地之间的第1电感器。另外，节点不仅包含路径上的一点，还包含位于不隔着元件的位置的路径上的不同的两点。也就是说，图2中的电路图上的、输入匹配电路30内的电容器C2和电感器L1的连接点成为节点N1。
这样，通过作为串联电容器的电容器C2以及作为并联电感器的电感器L1，能够实现将阻抗从低阻抗变换为高阻抗的输入匹配电路30。此外，输入匹配电路30能够构成HPF(High Pass Filter，高通滤波器)，因此能够抑制无用的低频信号并抑制放大电路10的接收灵敏度的劣化。在本实施方式中，放大电路10的动作频带例如为5GHz频段，但有时在输入端子11输入包含便携式电话的频带以及无线LAN(Local Area Network，局域网)的频带等的600MHz～3.8GHz频段的无用信号。通过HPF型的输入匹配电路30，能够抑制这样的无用的低频信号，并且提取放大电路10的动作频带的信号并由放大器20放大。
此外，输入匹配电路30为HPF型，从而与在50Ω特性阻抗系中通常利用的DC截止用的电容器相比，能够减小电容器C2的电容值。也就是说，能够将电容器C2小型化。此外，电容器C2的电容值小，从而在对放大器20的输入侧供给后述的偏置电压时，能够减少形成在放大器20的输入侧的RC电路(由电阻R1、电容器C1、C2以及C3等构成的电路)的时间常数，能够缩短从偏置电压的施加到放大电路10开始动作为止的时间。
输入匹配电路30还具备电容器C3。电容器C3是在电感器L1与接地之间与电感器L1串联地连接的第3电容器。由电感器L1和电容器C3构成了串联谐振电路。
由电感器L1和电容器C3构成的串联谐振电路能够作为BEF(Band EliminationFilter，带阻滤波器)发挥功能，因此能够抑制希望的频率的信号(例如比放大电路10的动作频带低的频率的信号)并抑制放大电路10的接收灵敏度的劣化。例如，能够抑制作为希望的频率的2.4GHz频段的2次谐波给5GHz频段的信号带来影响。此外，电容器C3在高频频带中阻抗低，因此高频信号被反射从而高频信号的泄漏被抑制，能够抑制放大电路10的噪声指数(NF：Noise Figure，噪声系数)的劣化。此外，与单独地设置BEF的情况相比，通过在输入匹配电路30中构成BEF，从而能够将放大电路10小型化。
例如，由电感器L1和电容器C3构成的串联谐振电路的谐振频率位于比放大电路10的动作频带更靠低频的位置。
由此，通过该串联谐振电路能够进一步抑制无用的低频信号。
此外，该串联谐振电路的谐振频率是比放大电路10的动作频带的1/2高的频率。该串联谐振电路例如是用于抑制2.4GHz频段的无用信号的电路，其谐振频率在比2.4GHz高的2.7GHz附近。利用图3对通过使该串联谐振电路的谐振频率比要抑制的频率稍高而发挥的效果进行说明。
图3是示出实施方式1涉及的放大电路10的增益的频率特性的曲线图。
还用作HPF的输入匹配电路30具有平缓的衰减特性，因此放大电路10的动作频带(5GHz频段)的1/2附近的频带中的衰减量容易相对地不足。具体地，如图3所示，5GHz频段的低频侧的放大电路10的增益通过HPF型的输入匹配电路30变小，但并非急剧地变小。因而，有时受到放大电路10的动作频带的1/2的频带(例如2.4GHz频段)的无用波的谐波(2次波)的影响。
针对于此，使串联谐振电路的谐振频率(BEF的衰减极)比放大电路10的动作频带的1/2高。例如，如图3中的A部分那样将BEF的衰减极设为2.7GHz。在此，在抑制放大电路10的动作频带的1/2的频带的无用波的情况下，可考虑将BEF的衰减极的位置如图3中的B部分那样设为放大电路10的动作频带的1/2附近、例如2.4GHz频段。但是，衰减极的高频侧，衰减量容易不足，在BEF的衰减极的位置产生偏差时，有时不能充分地抑制该无用波。如图3所示，在比衰减极的位置(A部分)更靠高频侧，衰减量不足，在衰减极的位置从希望的频率向低频侧偏离的情况下，希望的频率下的衰减量变得不足。另一方面，在比衰减极的位置更靠低频侧，可知衰减量没有变化得那么大。因此，通过将BEF的衰减极的位置设定为比放大电路10的动作频带的1/2预先高一定程度(例如10％程度)的频率，从而即使衰减极的位置产生偏差，也能够稳定地抑制放大电路10的动作频带的1/2的频带的无用波。
电感器L1与电容器C3之间的节点N2为偏置端子。也就是说，输入匹配电路30在作为匹配电路发挥功能的同时，还通过向节点N2供给偏置电压而作为偏置电路发挥功能。另外，在向偏置端子供给偏置电压的情况下，输入匹配电路30中的电容器C2不仅作为匹配电路以及HPF发挥功能，还作为阻止供给到偏置端子的偏置电压向输入端子11输入的DC截止用的电容器发挥功能。
这样，通过将电感器L1与电容器C3之间的节点设为偏置端子，从而还能够将输入匹配电路30作为偏置电路来使用。因此，能够削减电路元件数，能够抑制NF。此外，与单独地设置偏置电路的情况相比，能够将放大电路10小型化。
在偏置端子(节点N2)，经由电阻或者电感器被供给偏置电压。在此，经由电阻R1被供给偏置电压。电阻R1的电阻值例如为1kΩ。一般地，在偏置电压的供给中，利用相对高的电阻值(例如10kΩ等)的电阻。这是因为，在利用低的电阻值的电阻的情况下，高频信号容易向偏置电压的供给源泄漏使得放大电路10的NF劣化。相对于此，在本实施方式中，通过后述的电容器C1，能够经由具有高阻抗的输入匹配电路30进行偏置电压的供给，即使不将用于偏置电压的供给的电阻R1的电阻值提高得那么高，也能够抑制高频信号向偏置电压的供给源的泄漏。因此，在通过利用电阻值小的电阻R1从而抑制消耗功率的同时，通过具有高阻抗的输入匹配电路30(具体地是电感器L1)可抑制高频信号向偏置电压的供给源的泄漏，能够抑制放大电路10的NF的劣化。
限幅电路40是连接在输入匹配电路30与放大器20的输入侧之间的节点N1、和接地之间，包含彼此反向地连接的两个二极管D1以及D2的电路。限幅电路40能够将信号电压限制为由二极管D1以及D2的正向电压(例如0.4V至0.7V)规定的电压振幅。具体地，被施加正向电压的二极管成为导通状态，能够限制超过正向电压的电压。也就是说，限幅电路40的限制电压成为二极管D1以及D2的正向电压。另外，可以在二极管D1以及D2分别串联地连接其他二极管，限幅电路40的限制电压可以根据二极管的串联连接数来调整。另外，限幅电路40也可以通过进行了二极管连接的MOSFET或者进行了二极管连接的双极晶体管实现。
将阻抗从低阻抗变换为高阻抗的输入匹配电路30在放大电路10的动作频带(高频频带)进行升压动作。因而，如图1所示，若将限幅电路40配置在比这样的输入匹配电路30更靠跟前(输入匹配电路30的放大器20侧的相反侧)，则由限幅电路40限制后的电压被输入匹配电路30升压。针对于此，通过将限幅电路40连接在输入匹配电路30与放大器20的输入侧之间的节点N1、和接地之间，从而能够在将被输入匹配电路30升压后的电压输入到放大器20之前由限幅电路40适当地限制。由此，能够抑制向放大器20输入过电压，能够抑制由于过大输入所引起的放大器20的饱和而产生特别是以奇数次为代表的谐波或者产生相互调制的失真波。进而，能够抑制放大器20由于过电压的输入被破坏。
不过，如上所述，一般地，放大器20大多情况下在输入侧供给偏置电压来使用，若只是在节点N1与接地之间简单地连接限幅电路40，则在限幅电路40也会输入偏置电压。也就是说，若在限幅电路40也输入偏置电压，则构成限幅电路40的一个二极管中的动作被偏移与偏置电压相应的量，因此限幅电路40的动作在正方向的电压振幅和负方向的电压振幅中成为非对称。
因此，放大电路10具备电容器C1。电容器C1是在节点N1与接地之间与限幅电路40串联地连接的第1电容器。另外，虽然电容器C1在节点N1与限幅电路40之间与限幅电路40串联地连接，但也可以在限幅电路40与接地之间与限幅电路40串联地连接。电容器C1选择在放大电路10的动作频带成为低阻抗的电容值。
由此，通过电容器C1能够阻止向限幅电路40输入偏置电压。因此，能够抑制限幅电路40的动作在正方向的电压振幅和负方向的电压振幅中成为非对称，能够抑制特别是以偶数次为代表的谐波的产生。
此外，阻止偏置电压向限幅电路40的输入的电容器C1不配置在将输入匹配电路30和放大器20的输入侧连结的路径上，因此即使经由输入匹配电路30施加偏置电压，也能够不会在该路径上被电容器C1中断地将偏置电压供给到放大器20。因此，能够经由具有高阻抗的输入匹配电路30进行偏置电压的供给，如上所述，能够减小用于偏置电压的供给的电阻R1的电阻值。
此外，通过HPF型的输入匹配电路30提高希望的频带中的放大电路10的阻抗，从而限幅电路40的电容成为二极管D1以及D2的并联电容和电容器C1的串联电容。在此，在对放大器20的输入侧供给偏置电压时，能够减少形成在放大器20的输入侧的RC电路(由电阻R1、限幅电路40的电容(二极管D1以及D2的并联电容)、电容器C2以及C3等构成的电路)的时间常数，能够缩短从偏置电压的施加到放大电路10开始动作为止的时间。
例如，限幅电路40的限制电压(具体地是二极管D1以及D2的正向电压)为供给到偏置端子的偏置电压以上。
由此，在偏置电压的供给时，构成限幅电路40的二极管D1以及D2不会成为导通状态。限幅电路40所具备的二极管D1以及D2的并联电容值大多数情况下小于与限幅电路40串联地连接的电容器C1的电容值，因此能够使限幅电路40的上述并联电容值远小于电容器C1的电容值。换言之，在形成于放大器20的输入侧的RC电路(由电阻R1、限幅电路40的电容(二极管D1以及D2的并联电容)、电容器C2以及C3等构成的电路)中，能够减少RC电路的时间常数，能够缩短从偏置电压的施加到放大电路10开始动作为止的时间。
此外，向偏置端子供给的偏置电压值可变。具体地，可切换偏置电压向偏置端子的供给以及停止。偏置电压向偏置端子的供给以及停止例如可以通过后述的RFIC(RadioFrequency Integrated Circuit，射频集成电路)来进行。
在无需偏置电压的供给时，由于能够停止偏置电压，因此能够抑制消耗功率。此外，即使切换偏置电压向偏置端子的供给以及停止，在本实施方式中，如上所述，也能够减少形成在放大器20的输入侧的RC电路的时间常数，因此能够缩短从偏置电压的施加到放大电路10开始动作为止的时间。
另外，可以调整偏置电压的值向偏置端子供给，也可以进行放大器20的工作点的调整。
放大电路10中的各电路元件以及布线例如形成在SOI(Silicon On Insulator，绝缘体上硅)基板上，能够实现为小型的IC。针对电感器、电容器以及布线，通过将铜或者铜合金设为主体，从而能够通过低的导体损耗来提高放大增益，此外，能够提高BEF以及HPF对无用信号的抑制性能，能够降低放大电路10的NF。另外，也可以将铜或者铜合金和以铝或者铝合金为主体的其他金属组合来形成电感器、电容器以及布线。另外，放大电路10中的各电路元件以及布线也可以形成在硅基板或者GaAs基板上。此外，也可以将放大电路10中的各电路元件以及布线形成在印刷基板上，由单独的电子部件来实现电路元件的一部分或者全部。
如以上说明的那样，通过不将限幅电路40连接在比输入匹配电路30更靠跟前(输入匹配电路30的放大器20侧的相反侧)，而连接在输入匹配电路30与放大器20的输入侧之间的节点N1和接地之间，并且，在节点N1与接地之间将电容器C1与限幅电路40串联地连接，从而即使在应用了升压型的输入匹配电路30的情况下，也能够有效地抑制向放大器20输入过电压。
另外，在实施方式1中，将放大电路10的动作频带例如设为5GHz进行了说明，但并不限于此。在实施方式1中，也可以将作为无用信号的频带进行了说明的、2.4GHz频段设为动作频带。利用图4对将2.4GHz频段作为动作频带的实施方式1的变形例涉及的放大电路进行说明。
图4是示出实施方式1的变形例涉及的放大电路15的一例的电路结构图。
放大电路15与实施方式1涉及的放大电路10的不同点在于，还具备电感器L2和电容器C4被并联地连接的并联谐振电路。其他方面与实施方式1中的内容相同，因此省略说明。
电感器L2以及电容器C4是配置在将输入匹配电路30和节点N1连结的路径上的第2电感器以及第4电容器。由电感器L2和电容器C4构成了并联谐振电路。
由电感器L2和电容器C4构成的并联谐振电路能够作为BEF发挥功能，因此能够抑制希望的频率的信号(例如比放大电路15的动作频带高的频率的信号)并抑制放大电路10的接收灵敏度的劣化。例如，能够抑制作为希望的频率的5GHz频段的信号给2.4GHz频段的信号带来影响。
(实施方式2)
在实施方式1中说明的放大电路10或者15能够应用于高频前端电路或者通信装置。利用图5对具备实施方式1涉及的放大电路10的高频前端电路以及通信装置进行说明。
图5是示出实施方式2涉及的通信装置100的一例的电路结构图。
如图5所示，通信装置100具备高频前端电路80和RF信号处理电路(RFIC)90。另外，在图5中示出天线元件ANT。天线元件ANT也可以内置于通信装置100。
高频前端电路80是在天线元件ANT与RFIC90之间传递高频信号的电路。具体地，高频前端电路80将由天线元件ANT接收的高频信号传递至RFIC90，并将从RFIC90输出的高频信号传递至天线元件ANT。
高频前端电路80具备：滤波器50、与滤波器50直接地或者间接地连接的开关60、与滤波器50直接地或者间接地连接的放大电路70、和与滤波器50直接地或者间接地连接的实施方式1涉及的放大电路10。在此，开关60与滤波器50直接地连接，放大电路10以及70经由开关60与滤波器50间接地连接。
滤波器50例如是将5GHz频段作为通带的滤波器。另外，在高频前端电路80取代放大电路10而具备放大电路15的情况下，滤波器50例如也可以是将2.4GHz频段作为通带的滤波器。
开关60连接在滤波器50与放大电路10以及70之间，按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换滤波器50和放大电路10的连接以及滤波器50和放大电路70的连接。开关60被控制为在发送高频信号时滤波器50和放大电路70连接，在接收高频信号时滤波器50和放大电路10连接。
放大电路10是经由开关60与滤波器50连接，并对由天线元件ANT接收的高频信号进行功率放大的LNA。
放大电路70是经由开关60与滤波器50连接，并对从RFIC90输出的高频信号进行功率放大的PA(Power Amplifier，功率放大器)。
RFIC90是对由天线元件ANT收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体地，RFIC90通过下变频等对从天线元件ANT经由高频前端电路80输入的高频信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号输出至基带信号处理电路(未图示)。此外，RFIC90通过上变频等对从基带信号处理电路输入的发送信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频信号输出到高频前端电路80。
虽然未在图5中进行图示，但上述控制部可以由RFIC90具有，也可以与开关60一起构成开关IC。
根据如以上那样构成的高频前端电路80以及通信装置100，通过具备实施方式1涉及的放大电路10，从而在应用了升压型的输入匹配电路的情况下，能够有效地抑制向放大器输入过电压。
(其他实施方式)
以上，列举实施方式对本发明涉及的放大电路、高频前端电路以及通信装置进行了说明，但本发明不限定于上述实施方式。将上述实施方式中的任意的构成要素组合而实现的其他实施方式、对上述实施方式在不脱离本发明主旨的范围内实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的放大电路、高频前端电路以及通信装置的各种设备也包含于本发明。
例如，在上述实施方式中，输入匹配电路30由电容器C2和电感器L1来实现，但只要是将阻抗从低阻抗变换为高阻抗的电路，就也可以通过其他电路结构来实现。
此外，例如，在上述实施方式中，在偏置端子(节点N2)，经由电阻R1或者电感器被供给偏置电压，但也可以直接被供给偏置电压。
此外，例如，在上述实施方式中，限幅电路40的限制电压为供给到偏置端子的偏置电压以上，但也可以小于偏置电压。
此外，例如，在上述实施方式中，向偏置端子供给的偏置电压可变，但也可以不可变。具体地，虽然可切换偏置电压向偏置端子的供给以及停止，但也可以不切换。
此外，例如，在上述实施方式中，节点N2为偏置端子，但也可以不为偏置端子。也就是说，输入匹配电路30可以不兼作偏置电路。
此外，例如，在上述实施方式中，由电感器L1和电容器C3构成的串联谐振电路的谐振频率是比放大电路10的动作频带的1/2高的频率，但也可以是1/2以下的频率。
此外，例如，在上述实施方式中，由电感器L1和电容器C3构成的串联谐振电路的谐振频率位于放大电路10的动作频带的低频侧，但也可以位于高频侧。
此外，例如，在上述实施方式中，输入匹配电路30具备电容器C3，但也可以不具备。也就是说，输入匹配电路30可以不兼作BEF。
工业实用性
本发明作为对高频信号进行放大的放大电路、和具备该放大电路的前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。

Claims (12)

1.一种放大电路，具备：
由晶体管构成的放大器，连接在输入端子与输出端子之间；
输入匹配电路，连接在所述输入端子与所述放大器的输入侧之间，将阻抗从低阻抗变换为高阻抗；
限幅电路，连接在所述输入匹配电路与所述放大器的输入侧之间的节点、和接地之间，包含彼此反向地连接的两个二极管；和
第1电容器，在所述节点与接地之间，与所述限幅电路串联地连接。
2.根据权利要求1所述的放大电路，其中，
所述输入匹配电路具备：
第2电容器，配置在将所述输入端子和所述节点连结的路径上；和
第1电感器，连接在所述节点与接地之间。
3.根据权利要求2所述的放大电路，其中，
所述输入匹配电路还具备：第3电容器，在所述第1电感器与接地之间，与所述第1电感器串联地连接。
4.根据权利要求3所述的放大电路，其中，
所述第1电感器与所述第3电容器之间的节点为偏置端子。
5.根据权利要求4所述的放大电路，其中，
在所述偏置端子，经由电阻或者电感器被供给偏置电压。
6.根据权利要求4或5所述的放大电路，其中，
所述限幅电路的限制电压为供给到所述偏置端子的偏置电压以上。
7.根据权利要求4～6中任一项所述的放大电路，其中，
向所述偏置端子供给的偏置电压可变。
8.根据权利要求3～7中任一项所述的放大电路，其中，
由所述第1电感器和所述第3电容器构成的串联谐振电路的谐振频率位于比所述放大电路的动作频带更靠低频的位置。
9.根据权利要求8所述的放大电路，其中，
所述串联谐振电路的谐振频率是比所述放大电路的动作频带的1/2高的频率。
10.根据权利要求1～9中任一项所述的放大电路，其中，
还具备：第2电感器和第4电容器被并联地连接的并联谐振电路，配置在将所述输入匹配电路和所述节点连结的路径上。
11.一种高频前端电路，具备：
滤波器；
开关，与所述滤波器直接地或者间接地连接；和
权利要求1～10中任一项所述的放大电路，与所述滤波器直接地或者间接地连接。
12.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和
权利要求11所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI806537B (zh) * 2022-04-06 2023-06-21 瑞昱半導體股份有限公司 無線收發裝置及其使用之匹配電路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4835485A (en) * 1988-03-25 1989-05-30 General Electric Company Unconditionally-stable ultra low noise R.F. preamplifier
US20020130719A1 (en) * 2001-01-23 2002-09-19 Nec Corporation Variable-gain amplifier circuit
US20060267688A1 (en) * 2005-05-11 2006-11-30 Renesas Technology Corp. High frequency power amplifier, transmitter and mobile communication terminal using the power amplifier
CN104518745A (zh) * 2013-10-03 2015-04-15 富士通株式会社 放大器
CN109075751A (zh) * 2016-03-30 2018-12-21 株式会社村田制作所 高频信号放大电路、功率放大模块、前端电路及通信装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60189304A (ja) 1984-03-08 1985-09-26 Mitsubishi Electric Corp 高周波入力アンプ
JPH0831783B2 (ja) 1987-06-12 1996-03-27 松下電器産業株式会社 波形整形回路
JPH05129856A (ja) 1991-11-08 1993-05-25 Sumitomo Electric Ind Ltd 保護回路
JP3531770B2 (ja) 1995-09-18 2004-05-31 セイコーインスツルメンツ株式会社 リミッタ回路
US6806767B2 (en) * 2002-07-09 2004-10-19 Anadigics, Inc. Power amplifier with load switching circuit
US7355476B2 (en) * 2005-06-30 2008-04-08 Silicon Laboratories Inc. Input stage for an amplifier
JP5438523B2 (ja) 2010-01-13 2014-03-12 新日本無線株式会社 高周波増幅器
JP2012129592A (ja) * 2010-12-13 2012-07-05 Mitsubishi Electric Corp 電力増幅器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4835485A (en) * 1988-03-25 1989-05-30 General Electric Company Unconditionally-stable ultra low noise R.F. preamplifier
US20020130719A1 (en) * 2001-01-23 2002-09-19 Nec Corporation Variable-gain amplifier circuit
US20060267688A1 (en) * 2005-05-11 2006-11-30 Renesas Technology Corp. High frequency power amplifier, transmitter and mobile communication terminal using the power amplifier
CN104518745A (zh) * 2013-10-03 2015-04-15 富士通株式会社 放大器
CN109075751A (zh) * 2016-03-30 2018-12-21 株式会社村田制作所 高频信号放大电路、功率放大模块、前端电路及通信装置

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