CN111937285B - 电压转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供并不局限于低负荷时，在高负荷时，也能够提高功率转换效率的电压转换器。降压型DC/DC转换器(1)具备带抽头电感器(L1)以及电容器(C1)。这些电感器(L1)以及电容器(C1)构成LC滤波器。另外，电感器(L1)以及开关元件(SW3)构成能够改变电感值的可变电感器，电容器(C1)以及可变直流电压源(Vc)构成能够改变电容值的可变电容器。控制部(2)根据直流输入电压(Vin)与直流输出电压(Vout)之间的输入输出电压比(Vin/Vout)改变可变电感器的电感值。另外，在改变可变电感器的电感值时，将可变电容器的电容值改变为使LC谐振频率(f0)保持恒定的电容值。

Description

电压转换器
技术领域
本发明涉及在电感器积蓄电流能量并在输入电压与输出电压之间进行电压转换的电压转换器。
背景技术
以往，作为这种电压转换器，例如有专利文献1所公开的DC/DC功率转换装置。
该DC/DC功率转换装置具备：使输入输出直流电压V0、V2平滑化的平滑电容器C0、C2、作为能量转移用电容器发挥作用的平滑电容器C1、多个半导体开关元件S1a、S1b、S2a、S2b、以及积蓄电流能量的电感器L。
在DC/DC功率转换装置中，通过控制部来使得进行基于四个种类的开关模式的开关动作，并且在低负荷时，使得进行在开关动作中使在电感器L中流过的电流为0的电流不连续动作。通过该控制，即使使用电感值较小的小型的电感器L，也能够使各元件的损耗较小，提高低负荷时的功率转换效率。另外，在使用小型的电感器L的情况下，降低安装面积。
专利文献1：日本特开2012－16075号公报
然而，在上述以往的电压转换器中，在高负荷时，有连续动作下的脉动变大所引起的损耗增大的课题。
发明内容
本发明是为了解决这样的课题而完成的，
是具备电感器、电容器以及控制部，积蓄电流能量并在输入电压与输出电压之间进行电压转换的电压转换器，其特征在于，
由可变电感器构成电感器，
由可变电容器构成电容器，
可变电容器与可变电感器一起构成具有特定的LC谐振频率的LC滤波器，
控制部根据输入电压与输出电压之间的输入输出电压比来改变可变电感器的电感值。
根据本构成，通过控制部的控制，能够从较小的输入输出电压比到较大的输入输出电压比，将电感器的电感值改变为与输入输出电压比对应的电感值。因此，即使输入输出电压比变大，也能够将电感器的电感值改变为较大的电感值，使脉动电流减少。
因此，根据本发明，能够提供并不局限于低负荷时，在高负荷时，也能够减小脉动，从而降低损耗，提高功率转换效率的电压转换器。
附图说明
图1的(a)是一般的降压型DC/DC转换器的框图，图1的(b)是表示图1的(a)所示的降压型DC/DC转换器中的脉动电流的图表，图1的(c)是表示脉动电压的图表。
图2的(a)是本发明的一实施方式的降压型DC/DC转换器的框图，图2的(b)是图2的(a)所示的相位补偿电路的电路图。
图3的(a)是表示一实施方式的降压型DC/DC转换器中的相对于输入电压变化的电感损耗变化的图表，图3的(b)是表示相对于输入电压变化的脉动电流变化的图表。
图4的(a)～图4的(d)是表示一实施方式的降压型DC/DC转换器中的可变电感器的变形例的图，图4的(e)是表示可变电容器的变形例的图。
具体实施方式
接下来，对将本发明的电压转换器应用于DC/DC转换器的一实施方式进行说明。
图2的(a)是表示本发明的一实施方式的降压型DC/DC转换器1的概略结构的框图。另外，作为参考例的一般的降压型DC/DC转换器11的概略结构如图1的(a)的框图所示。在图1以及图2中，对相同部分附加相同的附图标记进行说明。
如图1的(a)所示，作为参考例的一般的降压型DC/DC转换器11由两个开关元件SW1、SW2、电感器L以及电容器C构成。开关元件SW1、SW2由场效应晶体管(FET)等构成。在一般的降压型DC/DC转换器11中，通过开关元件SW1接通且开关元件SW2断开而根据直流输入电压Vin流动的输出电流Iout，在电感器L积蓄电流能量。接着，若开关元件SW1断开，开关元件SW2接通，则电感器L产生电动势以保持流动的电流Iout，并且通过开关元件SW2流动输出电流Iout。电感器L以及电容器C构成LC滤波器，对通过开关元件SW1、SW2切换电流Iout生成的脉冲列进行平均化，输出输出电压Vout(直流电压)。输出电压Vout根据脉冲列的接通占空比的设定，从直流输入电压Vin下降到需要的电压。其结果是，能够在输入电压Vin与输出电压Vout之间进行电压转换。
DC/DC转换器的性能指标之一有脉动电流·脉动电压。一般的降压型DC/DC转换器11中的脉动电流在图1的(b)的图表中示出概略波形。该图表的横轴是时间Time，纵轴是电流I。使用开关元件SW1、SW2的开关频率fsw、电感器L的电感值，如以下的(1)式表示脉动电流的峰-峰值IP-P。另外，使用相同的变量如以下的(2)式表示未图示的一般的升压型DC/DC转换器中的脉动电流的峰-峰值IP-P。如这些各式所理解的那样，电感器L的电感值越大，越能够抑制脉动电流。
[式1]
另外，一般的降压型DC/DC转换器11中的脉动电压在图1的(c)的图表中示出概略波形。该图表的横轴是时间Time，纵轴是电压V。使用开关元件SW1、SW2的开关频率fsw、电容器C的等效串联电阻ESR，如以下的(3)式表示脉动电压的峰-峰值VP-P。另外，使用相同的变量如以下的(4)式表示未图示的一般的升压型DC/DC转换器中的脉动电压的峰-峰值VP-P。如根据这些各式所理解的那样，也是电感器L的电感值越大，越能够抑制脉动电压。
[式2]
如图2的(a)所示，本实施方式的降压型DC/DC转换器1代替一般的降压型DC/DC转换器11中的电感器L而具备带抽头电感器L1，并且代替电容器C而具备电容器C1。这些带抽头电感器L1以及电容器C1构成LC滤波器。带抽头电感器L1由具备抽头t的两个电感器L11和L12构成。在该带抽头电感器L1连接有开关元件SW3。带抽头电感器L1以及开关元件SW3构成能够改变电感值的可变电感器。
开关元件SW3具有公共端子c以及切换端子a、b。切换端子a与电感器L11连接，切换端子b与抽头t连接。根据由控制部2生成的控制信号，若公共端子c切换连接到切换端子a，则带抽头电感器L1的电感值成为L11+L12，若公共端子c切换连接到切换端子b，则带抽头电感器L1的电感值成为L12。开关元件SW3通过根据来自控制部2的控制信号选择带抽头电感器L1的抽头t，来选择可变电感器的电感值。换句话说，通过基于来自控制部2的控制信号的开关元件SW3的切换，改变可变电感器的电感值。
通过微处理器的软件处理、电子电路的硬件或者它们两者的组合来构成控制部2。另外，开关元件SW3由FET等构成，后述的开关元件SW4～SW8也同样地由FET等构成。
另外，在电容器C1并联连接有可变直流电压源Vc。电容器C1以及可变直流电压源Vc构成可变电容器。通过控制部2控制可变直流电压源Vc的输出电压，从可变直流电压源Vc对电容器C1施加由控制部2控制的电压。通过由控制部2控制对电容器C1的施加电压，调节可变电容器的电容值。
另外，在DC/DC转换器1中，在输出端子间设置有相位补偿电路3。相位补偿电路3的构成如图2的(b)所示的电路图所示。在DC/DC转换器1中，为了防止输出电压Vout成为振荡状态，破坏与输出端子连接的电路，而设置相位补偿电路3，将输出电压Vout保持恒定。该相位补偿电路3构成为在误差放大器4包含电容器C11～C13和电阻R1～R4，在产生基于由电感器L1和电容器C1构成的LC滤波器的相位延迟的频率区域，通过在误差放大器4设置基于CR的相位的超前角修正电路，消除基于LC滤波器的相位延迟，从而使相位延迟减少。因此，在误差放大器4周边的电阻R1～R4组合电容器C11～C13，并将这些各CR元件的值调节至最佳的值，能够使误差放大器4具有规定的增益－频率、以及相位－频率特性。已知基于LC滤波器的谐振频率f0来进行此时的各CR元件的元件常数的决定。
在图2的(a)中用虚线包围的控制部2、相位补偿电路3、可变直流电压源Vc以及开关元件SW1、SW2、SW3构成为IC(集成电路)5。
控制部2与图1的(a)所示的一般的降压型DC/DC转换器11相同地利用公知的控制方法对开关元件SW1、SW2进行切换控制，在直流输入电压Vin与直流输出电压Vout之间进行直流电压转换。并且，控制部2根据直流输入电压Vin与直流输出电压Vout之间的输入输出电压比Vin/Vout，改变可变电感器的电感值。因此，控制部2检测直流输入电压Vin和直流输出电压Vout的各值。另外，控制部2在改变可变电感器的电感值时，将可变电容器的电容值改变为基于可变电感器和可变电容器的LC谐振频率f0保持恒定的电容值。
在本实施方式中，如下述的表1所示，在直流输入电压Vin为2.2～20[V]，直流输出电压Vout为2[V]，输出电流Iout为0.5[A]，开关元件SW1、SW2的开关频率fsw为2[MHz]的条件下，使DC/DC转换器1动作。
[表1]
另外，如下述的表2所示，电感器L1具有频率2[MHz]时的电感器L12的电感值以及交流电阻值Rac分别为0.47[μH]以及0.47[Ω]、直流电阻值Rdc为0.094[Ω]的元件常数。另外，具有频率2[MHz]时的电感器L11+L12的合成电感值以及合成交流电阻值Rac分别为2.2[μH]以及2.2[Ω]，合成直流电阻值Rdc为0.44[Ω]的元件常数。
[表2]
如上述那样，电感器L1的电感值越大，脉动电流·脉动电压(脉动)越小。因此，在输入电压Vin相对于输出电压Vout之比Vin/Vout较大的情况下，通过增大电感器L1的电感值，能够抑制脉动。但是，有在某一恒定的输出电流Iout的情况下，例如在成为电感器L1的AC损耗与DC损耗之比均衡的区域亦即100mA～600mA左右的情况下，DC/DC转换器1的功率转换效率恶化的情况。另一方面，在输入输出电压比Vin/Vout较小的情况下，若脉动的大小在允许的范围内，则使用电感值较低的电感器L1更能够减少电感损耗，所以能够使功率转换效率变好。因此，期望在输入电压Vin为较宽的范围的情况下，能够调整电感器L1的电感值。
因此，控制部2在输入输出电压比Vin/Vout比规定值小的情况下，将可变电感器的电感值改变为较小的值，在输入输出电压比Vin/Vout比规定值大的情况下，将可变电感器的电感值改变为较大的值。在本实施方式中，如表1所示，控制部2在输入输出电压比Vin/Vout在5以下(Vin/Vout≤5)，换句话说，在直流输入电压Vin在10[V]以下(Vin≤10)时，将开关元件SW3的公共端子c切换至切换端子b，使带抽头电感器L1为电感值0.47[μH]。与此同时，控制可变直流电压源Vc的输出电压，使电容器C1的合成电容值为94(＝47×2)[μF]，将LC滤波器的谐振频率f0设定为0.024[MHz]。
另外，控制部2在输入输出电压比Vin/Vout超过5时(Vin/Vout＞5)，换句话说，在直流输入电压Vin超过10[V]时(Vin＞10)，将开关元件SW3的公共端子c切换至切换端子a，使带抽头电感器L1为电感值L11+L12的2.2[μH]。与此同时，控制可变直流电压源Vc的输出电压，使电容器C1的合成电容值为20(＝10×2)[μF]，使LC滤波器的谐振频率f0恒定保持为0.024[MHz]。
根据这样的本实施方式的降压型DC/DC转换器1，能够通过控制部2，从较小的输入输出电压比Vin/Vout到较大的输入输出电压比Vin/Vout，将电感器L1的电感值改变为与输入输出电压比Vin/Vout对应的电感值。因此，即使输入输出电压比Vin/Vout为超过5的大小，也能够将电感器L1的电感值改变为L11+L12的较大的电感值2.2[μH]，来使脉动电流减少。因此，在本实施方式中，即使在高负荷时，也能够提高DC/DC转换器1的功率转换效率。
另外，在输入输出电压比Vin/Vout为5以下的较小的低负荷时，通过控制部2使电感器L1的电感值为L12的较小的电感值0.47[μH]，从而能够减少电感器L1中的损耗，提高DC/DC转换器1的功率转换效率。另外，在输入输出电压比Vin/Vout超过5的较大的高负荷时，如上述那样，通过控制部2使可变电感器的电感值为L11+L12的较大的电感值2.2[μH]，从而能够降低脉动电流以及脉动电压，提高DC/DC转换器1的功率转换效率。因此，根据本实施方式的降压型DC/DC转换器1，能够针对从低负荷到高负荷的较宽范围的负荷，提高DC/DC转换器1的功率转换效率。
图3的(a)所示的图表示出在本实施方式的降压型DC/DC转换器1中，模拟了相对于输入电压Vin的变化的电感器L1的损耗(电感损耗)变化的结果。该图表的横轴表示输入电压Vin[V]，纵轴表示电感损耗P[W]。另外，虚线所示的特性线21示出通过控制部2将电感器L1的电感值设定为0.47[μH]时的模拟结果，实线所示的特性线22示出通过控制部2将电感器L1的电感值设定为2.2[μH]时的模拟结果。
另外，图3的(b)所示的图表示出在本实施方式的降压型DC/DC转换器1中，模拟了相对于输入电压Vin的变化的电感器L1的脉动电流变化的结果。该图表的横轴表示输入电压Vin[V]，纵轴表示以有效值表示的电感器脉动电流Irms[A]。另外，虚线所示的特性线31表示通过控制部2将电感器L1的电感值设定为0.47[μH]时的模拟结果，实线所示的特性线32表示通过控制部2将电感器L1的电感值设定为2.2[μH]时的模拟结果。
上述的各模拟中的电感损耗P的计算使用下述的(5)式，电感器脉动电流Irms的计算使用下述的(6)式。这里，Rac、Rdc分别为电感器L1的交流电阻、直流电阻，Idc是在电感器L1中流过的电流Iout的直流成分。另外，fsw是开关元件SW1、SW2的开关频率，L是电感器L1的电感值。
[式3]
在图3的(a)所示的图表中，在直流输入电压Vin在10[V]以下(Vin≤10)，换句话说，输入输出电压比Vin/Vout在5以下(Vin/Vout≤5)的输入电压范围w1内，通过控制部2选择电感值0.47[μH]的特性线21所示出的较低一方的电感损耗。另外，在直流输入电压Vin超过10[V](Vin＞10)，换句话说，输入输出电压比Vin/Vout超过5(Vin/Vout＞5)的输入电压范围w2内，通过控制部2选择电感值2.2[μH]的特性线22所示出的较低一方的电感损耗。因此，理解为无论在哪个直流输入电压Vin时，都能够通过基于控制部2的电感器L1的电感值切换，将功率转换效率维持为低电感损耗。
另外，在图3的(b)所示的图表中，在直流输入电压Vin在10[V]以下(Vin≤10)，换句话说，输入输出电压比Vin/Vout在5以下(Vin/Vout≤5)的输入电压范围w1内，通过控制部2选择电感值0.47[μH]的特性线31所示出的电感器脉动电流Irms，将电感器L1的交流电阻Rac以及直流电阻Rdc设定为较小的值，将电感器脉动电流Irms限制在0.5[A]的允许脉动电流值Imax以下。另外，在直流输入电压Vin超过10[V](Vin＞10)，换句话说，输入输出电压比Vin/Vout超过5(Vin/Vout＞5)的输入电压范围w2内，通过控制部2选择电感值2.2[μH]的特性线32所示出的较低一方的电感器脉动电流Irms，将电感器脉动电流Irms限制在0.5[A]的允许脉动电流值Imax以下。因此，无论在哪个直流输入电压Vin时，都能够通过基于控制部2的电感器L1的电感值切换，将电感器脉动电流Irms抑制在允许脉动电流值Imax以下。
虽然为了抑制脉动，而对电容器C1使用低ESR的陶瓷电容器等，但在电压控制模式下使DC/DC转换器1动作的情况下，有由于低ESR而DC/DC转换器1如上述那样进行异常振荡的可能性。因此，虽然在DC/DC转换器1中设置有相位补偿电路3，但在改变电感器L1的电感值的情况下，LC滤波器的谐振频率也同时变动，所以需要将构成相位补偿电路3的电容器C11～C13、电阻R1～R4变更为最佳的值。但是，根据本实施方式的降压型DC/DC转换器1，在改变电感器L1的电感值时，将电容器C1的电容值改变为使LC谐振频率f0保持恒定的电容值，所以能够不对相位补偿电路3的特性造成影响地改变电感器L1的电感值。换句话说，能够不每次都要调整电容器C11～C13和电阻R1～R4的元件常数，来进行与输入输出电压比Vin/Vout对应的电感值控制，能够维持最佳的相位补偿特性，并且提高DC/DC转换器1的功率转换效率。
另外，如上述那样，在输入电压Vin为较宽范围的情况下，期望能够调整电感器L1的电感值，虽然考虑使用多个电感器来调整电感值，但近年来有电源电路小型化的趋势，允许的基板安装面积存在制约。但是，根据本实施方式的降压型DC/DC转换器1，电感器L1作为带抽头电感器由一个元件构成，所以能够抑制电感器L1在基板的安装面所占的面积，实现省空间化，能够实现DC/DC转换器1中的电路元件的高密度安装化。
此外，在上述实施方式中，对使积蓄电流能量的电感器为带抽头电感器L1的情况进行了说明，但在基板安装面积有富余的情况，也可以如图4的(a)所示那样由多个电感器L2、L3构成。在该情况下，可变电感器由多个电感器L2、L3、和选择多个电感器L2、L3的串联连接个数的开关元件SW4构成。开关元件SW4具有公共端子c以及切换端子a、b，切换端子a与电感器L2连接，切换端子b与电感器L2、L3的连接点d连接。若通过控制部2将公共端子c切换连接至切换端子a，则可变电感器的电感值成为L2+L3，若将公共端子c切换连接至切换端子b，则可变电感器的电感值成为L3。即，根据本构成，通过基于控制部2的开关元件SW4的切换，选择电感器L2、L3的串联连接个数，调节可变电感器的电感值。另外，电感器L2独自具有噪声除去功能。另外，电感器L2、L3物理性分离，所以散热性提高。
另外，也可以如图4的(b)、(c)所示那样由多个电感器L4、L5构成。在该情况下，可变电感器由多个电感器L4、L5、和选择多个电感器L4、L5的串联连接个数的开关元件SW5、SW6构成。开关元件SW5构成为单刀单掷(单刀单掷：SPST)，设置在电感器L4、L5之间。开关元件SW6具有公共端子c以及切换端子a、b，构成为单刀双掷(单刀双掷：SPDT)。切换端子a与电感器L4连接，切换端子b与电感器L5连接。若通过控制部2，如图4的(b)所示，断开开关元件SW5，且开关元件SW6的公共端子c切换连接至切换端子a，则可变电感器的电感值成为L4。另外，如图4的(c)所示，若接通开关元件SW5，且开关元件SW6的公共端子c切换连接至切换端子b，则可变电感器的电感值成为L4+L5。即，根据本构成，也通过基于控制部2的开关元件SW5、SW6的切换，选择电感器L4、L5的串联连接个数，改变可变电感器的电感值。另外，也可以一体型地构成电感器L4、L5。该情况下，与由独立的部件构成相比，能够省空间化。
另外，在上述的实施方式以及上述的各变形例中，对可变电感器具有两个电感值的情况进行了说明，但也可以构成为具有三个以上，例如如图4的(d)所示那样具有四个电感值。图4的(d)所示的电感器是具备三个抽头t1、t2、t3的带抽头电感器L6。该情况下，可变电感器由带抽头电感器L6和开关元件SW7构成。
开关元件SW7构成为单刀n掷(单刀n掷：SPnT(n＝4))，具有公共端子c以及切换端子a、b、d、e。切换端子a与电感器L61连接，切换端子b、d、e分别与抽头t1、t2、t3连接。若通过控制部2而公共端子c切换连接至切换端子a，则可变电感器的电感值成为L61+L62+L63+L64，若公共端子c切换连接至切换端子b，则可变电感器的电感值成为L62+L63+L64。另外，若公共端子c切换连接至切换端子d，则可变电感器的电感值为L63+L64，若公共端子c切换连接至切换端子e，则可变电感器的电感值成为L64。开关元件SW7通过根据控制部2选择抽头t1、t2、t3，来选择可变电感器的电感值。换句话说，通过基于控制部2的开关元件SW7的切换控制，改变可变电感器的电感值。
根据本构成，在将直流输入电压Vin分为四个区段的情况下，能够按照各区段细致地进行可变电感器的电感值调整，能够按照各区段使脉动电流Irms降低至与输入输出电压比Vin/Vout对应的适当的值。因此，能够进一步提高DC/DC转换器1的功率转换效率。
另外，在上述的实施方式中，对由电容器C1和可变直流电压源Vc构成可变电容器，并通过控制施加电压来改变构成LC滤波器的电容器C1的电容值的情况进行了说明。但是，也可以如图4的(e)所示那样，由多个电容器C2、C2、和选择多个电容器C2、C2的并联连接个数的开关元件SW8构成可变电容器。开关元件SW8构成为单刀双掷(单刀双掷：SPDT)。根据本构成，通过基于控制部2的开关元件SW8的切换，选择电容器C2、C2的并联连接个数，调节可变电容器的电容值。即，若通过控制部2如图示那样断开开关元件SW8，则可变电容器的电容值成为C2。另外，若接通开关元件SW8，则可变电容器的电容值成为C2+C2。另外，电容器C2独自具有噪声除去功能。
另外，在上述的实施方式以及上述的变形例中，对可变电容器具有两个电容值的情况进行了说明，但也可以构成为具有三个以上的电容值。根据本构成，在将直流输入电压Vin分为三个以上的区段的情况下，能够按照各区段细致地进行可变电容器的电容值调整，能够根据切换后的电感器的电感值正确地将LC谐振频率保持恒定，能够适当地维持最佳的相位补偿特性。
产业上的可利用性
在上述的实施方式中，对将本发明的电压转换器应用于降压型DC/DC转换器的情况进行了说明，但也能够同样地应用于具备积蓄电流能量的电感器的升压降压型DC/DC转换器。在升压降压型DC/DC转换器的情况下，例如直流输入电压Vin能够设定为0.5～20[V]，直流输出电压Vout能够设定为2[V]。在该构成中，例如在直流输入电压Vin为1[V]，并升压到2[V]的直流输出电压Vout的情况下，输入输出电压比Vin/Vout为5以下的2。因此，如上述实施方式那样，通过控制部进行减小可变电感器的电感值的控制，从而电感器的交流电阻Rac以及直流电阻Rdc也变小。因此，能够降低电感损耗，提高升压降压型DC/DC转换器的功率转换效率。另外，在直流输入电压Vin为20[V]，并降压到2[V]的直流输出电压Vout的情况下，输入输出电压比Vin/Vout成为超过5的20。因此，如上述实施方式那样，通过控制部进行增大可变电感器的电感值的控制，从而抑制脉动电流·脉动电压，提高升压降压型DC/DC转换器的功率转换效率。
另外，本发明的电压转换器并不局限于上述的升压降压型DC/DC转换器，也能够同样地应用于升压型DC/DC转换器、SPIC(智能功率集成电路)转换器、Cuk(古卡)转换器、Zeta(ζ)转换器等。在将本发明的电压转换器应用于这些各转换器的情况下，也与上述实施方式相同，能够构成能够针对从低负荷到高负荷的较宽范围的负荷，提高功率转换效率的电压转换器。
附图标记说明：1…降压型DC/DC转换器，2…控制部，3…相位补偿电路，4…误差放大器，5…IC，SW1～SW8…开关元件，L1～L6…电感器，C1、C2、C11～C13…电容器，R1～R4…电阻。

Claims (8)

1.一种电压转换器，具备电感器、电容器以及控制部，积蓄电流能量并在输入电压与输出电压之间进行电压转换，上述电压转换器的特征在于，
由可变电感器构成上述电感器，
由可变电容器构成上述电容器，
上述可变电容器与上述可变电感器一起构成具有特定的LC谐振频率的LC滤波器，
上述控制部根据输入电压与输出电压之间的输入输出电压比来改变上述可变电感器的电感值。
2.根据权利要求1所述的电压转换器，其特征在于，
上述控制部在改变上述可变电感器的电感值时，改变上述可变电容器的电容值，以使上述特定的LC谐振频率保持恒定。
3.根据权利要求1或者权利要求2所述的电压转换器，其特征在于，
上述可变电感器由多个电感器和开关元件构成，上述开关元件根据来自上述控制部的控制信号选择上述多个电感器的串联连接个数。
4.根据权利要求1或者权利要求2所述的电压转换器，其特征在于，
上述可变电感器由具备抽头的带抽头电感器和开关元件构成，上述开关元件根据来自上述控制部的控制信号选择上述带抽头电感器的上述抽头来选择上述可变电感器的电感值。
5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的电压转换器，其特征在于，
上述可变电感器具有三个以上的电感值。
6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的电压转换器，其特征在于，
上述可变电容器由多个电容器和开关元件构成，上述开关元件根据来自上述控制部的控制信号选择上述多个电容器的并联连接个数。
7.根据权利要求1～5中的任意一项所述的电压转换器，其特征在于，
上述可变电容器由电容器和可变直流电压源构成，上述可变直流电压源根据来自上述控制部的控制信号改变对上述电容器的施加电压。
8.根据权利要求1～7中的任意一项所述的电压转换器，其特征在于，
上述可变电容器具有三个以上的电容值。
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