CN111934558A - 一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案 - Google Patents

Abstract

本发明一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，属于中高压变频调速技术及其控制技术实现方案，该方案取消了传统中高压变频器使用的工频变压器和基于无工频变压器级联式多电平变换器的新一代中高压变频器中的高频隔离DC/DC变换环节，方案中每一相级联整流器构成一对公共的中高压直流母线，可以与二极管箝位型或电容箝位型逆变电路直接相连；并且变频器本身不需要电气隔离，通过使用交流电机的三相定子绕组实现三相逆变器之间的电气隔离，极大减小了变频器的体积、重量，大大降低了中高压变频器的***结构与控制复杂度，以及运行过程损耗和硬件成本，同时也极大提高了***可靠性和整体效率，特别适用于中高压大功率变频调速领域。

Description

一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案

技术领域

本发明属于中高压变频调速技术领域,特别涉及一种无隔离变压器的大功率级联式多电平变换器与交流电机有机融合构成的一种新型中高压变频调速***实现方案。

背景技术

近年来，“多电平功率变换器”(Multilevel Converter)在中高电压大功率变频调速、有源电力滤波、高压直流(HVDC)输电和电力***无功补偿等领域已得到越来越多的成功应用。多电平变换器的基本电路拓扑结构大致可分为箝位型和单元级联型两大类，例如，目前在工业中得到广泛应用的由西门子公司或ABB公司生产的二极管箝位型三电平中高压变频器，以及由罗宾康公司或利德华福公司生产的级联H桥中高压变频器就是这两类产品的典型代表。在这两类中高压变频器中，无论哪一类，为了应用低耐压的电力电子器件完成高电压的功率变换，均需在整流输入侧使用体积庞大、接线复杂、价格昂贵的工频移相变压器实现电气隔离,这使其在许多工业场合的应用受到限制。

无工频变压器级联式多电平变换器，近年来在电力电子技术领域受到广泛关注，被认为是新一代中高压变频器的实现方案。此类变换器用高频变压器取代传统级联式变换器中的工频移相变压器实现电气隔离，当用于双向功率传输时，中间级采用高频隔离双向DC/DC变换器双向传输能量。两侧或者高压侧采用级联全控H桥多电平功率变换器结构。当用于单向功率传输时，中间级采用高频隔离单向DC/DC变换器传输能量，整流侧采用单向级联式多电平功率变换器结构(包括：级联二极管+Boost整流电路，级联无桥整流电路，级联VIENNA整流电路等)，逆变侧采用级联多电平功率变换器结构(钳位型或单元级联型)。与传统中高压变频器相比较，此类新一代中高压变频器的实现方案可有效减小***体积、重量和制造成本。然而，此类变换器也有着明显的缺点，主要表现在：采用高频隔离变压器构成的DC/DC变换级使整个***结构复杂，运行过程损耗增大，这个环节的存在是阻碍整个***进一步降低成本，提高效率，减小体积重量，提高可靠性的关键因素。显然，在此类新一代中高压变频器中取消高频隔离DC/DC变换环节将会给此类变换器在实际工业中的应用带来极大的益处。然而此类新一代中高压变频器之所以必须采用高频隔离DC/DC变换环节，是因为：1)每一相N个级联模块会产生N组直流输出端，且这N组直流输出端无法直接串联联接构成一对公共直流输出母线，但是箝位型逆变电路无论是二极管箝位型还是电容箝位型均需要由一个公共的直流母线供电，因此这N组直流输出端无法与箝位型逆变电路直接相连，而由N个H桥电路构成的级联逆变电路则需要N个隔离独立的直流电源供电，而这N组直流输出端并不是隔离独立的N组直流电源，因此也不能与级联H桥逆变电路直接相连，否则会造成电路多处短路；2)三相级联整流器也不存在公共直流输出母线，如果没有高频隔离DC/DC变换环节，级联的三相逆变器与星接或角接的交流电机定子绕组直接相连，同样会造成***多处短路。使整个***无法正常工作。

另外在由一个独立直流电源供电的箝位型逆变电路中，相比于电容箝位型电路，二极管箝位型多电平逆变电路由于不需要使用很多的电容器，结构简单，可靠性高，控制方便而在工业的各个领域得到广泛的应用。但是二极管箝位型多电平逆变电路由于输入侧电容电压的均衡控制靠自身很难实现，理论证明，不采用特殊的控制策略，二极管箝位型多电平逆变电路由于输入侧电容电压失衡，最终会退化为三电平逆变电路，这也是为什么目前只有二极管箝位三电平逆变电路在工业中得到成功应用。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供的一种新型的中高压变频调速***实现方案，该方案可以取消上述基于无工频变压器级联式多电平变换器的新一代中高压变频器中的高频隔离DC/DC变换环节。与传统的中高压变频器用工频变压器实现电气隔离不同，与上述新一代中高压变频器用高频变压器实现电气隔离也不同，本发明提供的一种新型的能量单方向传递的中高压变频调速***实现方案，1)每一相级联整流器可以构成一个公共的直流母线，因此可以与箝位型逆变电路(二极管箝位型或电容箝位型)直接相连；2)变频器本身不需要电气隔离，用交流电机的三相定子绕组实现三相逆变器每相之间的电气隔离。从而可以大大降低基于无工频变压器级联式多电平变换器的中高压变频器的体积、重量和成本，极大提高了***效率。

本发明的发明目的是通过下述技术方案予以实现的，一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，其特征在于：

为达到上述目的，一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，其特征在于：包括三个高频滤波器和三相交-直-交变流器电路，所述三相交-直-交变流器电路包括三个单相交-直-交变流器电路，所述单相交-直-交变流器电路包括单相整流级电路，所述单相整流级电路包括一个单相整流器和N个级联的控制模块单元，其中N≥1为正整数，所述单相整流级电路提供一对公共的高压输出直流母线，所述单相交-直-交变流器电路包括单相逆变级电路，所述单相逆变级电路包括一个N+1电平级联式逆变器单元，所述N+1电平级联式逆变器单元的直流输入端与所述单相整流级电路提供的一对公共的高压输出直流母线直接相联，所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路有两个交流输入端，三个所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路共有六个交流输入端，三个所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路的第一交流输入端构成一组接线端，三个所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路的第二交流输入端构成另一组接线端，其中一组接线端连接到一个公共的中性点上，另外一组接线端分别与三个所述高频滤波器串联，接入三相电网，构成星形连接。

为达到上述目的，一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，其特征在于：包括三相交流电动机，所述三相交流电动机的每相定子绕组分别与三个所述单相交-直-交变流器电路中的所述N+1电平级联式逆变器单元的交流输出端相联，构成开绕组连接，实现三相功率流之间的电气隔离。

为达到上述目的，一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，其特征在于：包括一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案的控制策略，所述一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案的控制策略步骤如下：

(1)为提高逆变级电路的直流电压利用率，得到和传统空间矢量脉宽调制一样的控制效果，假定每相逆变级电路三相正弦参考电压信号由下式给出：

式中V^*为传统空间矢量脉宽调制指令电压信号，v_a ^*、v_b ^*、v_c ^*为三相正弦参考电压信号，ωt为V^*的旋转角度；

(2)根据传统空间矢量脉宽调制波形和面积等效原理，得到各相逆变级电路在各扇区的脉宽调制电压波形v_a ^*、v_b ^*、v_c ^*的表达式分别为：

T_S＝2(T₀+T_a+T_b)

式中，T₀为零矢量作用时间，T_s为开关周期，V_d为每相逆变器的直流侧电压，T_a、T_b分别为滞后指令电压信号V^*的矢量作用时间和超前指令电压信号V^*的矢量作用时间；

(3)假定步骤(1)中的指令电压信号V^*位于第五扇区时：

上式α为V^*在每个扇区的角度，把上式T_a、T_b、ωt带入步骤(2)中的第五扇区的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*中，得到下式：

当步骤(1)中的指令电压信号V^*位于第一、第二、第三、第四、第六扇区时，按同样的方式把上面T_a、T_b、ωt的表达式带入步骤(2)中的第一、第二、第三、第四、第六扇区可求出v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*在第一、第二、第三、第四、第六扇区的表达式如下：

(4)综合步骤(3)中各个扇区的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*得到下式：

(5)将步骤(4)中0≤ωt≤2π范围内三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*为一个周期进行周期延伸，得到在0≤ωt≤2kπ范围内的三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*，k≥1为正整数；

(6)设每相逆变级电路需要逆变出的正弦电压峰值为V_ac，参与每相逆变级电路PWM调制的信号为v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*，令

式中V_d为步骤(2)中每相逆变器的直流侧电压；

(7)当步骤(6)中的g<1时，参与每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*为:

当步骤(6)中的g≥1时，参与每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*为:

上式的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*为步骤(5)中的0≤ωt≤2kπ范围内的三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*；

(8)由于每相逆变级电路采用N+1电平级联式逆变器单元，N≥1为正整数，需要N个不同的三角载波信号，这些N个不同的三角载波信号具有相同的频率和幅值，并且在空间上连续垂直分布，对称分布于时间轴两侧，N个不同的三角载波信号的相位依次相差180°，这些N个不同的三角载波信号周期为步骤(2)中的开关周期T_s，幅值为

式中V_m为步骤(7)中每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*的幅值；

(9)将步骤(7)中的每相逆变级电路PWM调制信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*与步骤(8)中的N个三角载波信号进行比较，得出每相逆变级电路的PWM信号，进而控制每相逆变级电路的功率开关管，该控制策略在满足一定输出电压范围内提高了直流电压利用率，实现了和传统空间矢量脉宽调制一样的控制效果。

下面将结合实施例参照附图进行详细说明。

附图说明

图1为一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案的结构图；

图2为传统空间矢量脉宽调制扇区图；

图3为传统空间矢量控制的指令电压信号位于第五扇区时的脉宽调制波形；

图4为一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案的控制框图；

图5为每相逆变级电路一个周期PWM调制参考图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施方式和工作原理做进一步的描述：

参照图1，一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，包括三个高频滤波器和三相交-直-交变流器电路，三相交-直-交变流器电路包括三个单相交-直-交变流器电路，单相交-直-交变流器电路包括单相整流级电路和单相逆变级电路，单相整流级电路包括一个单相整流器和N个级联的控制模块单元，其中N≥1为正整数，单相整流级电路提供一对公共的高压输出直流母线，单相逆变级电路包括一个N+1电平级联式逆变器单元，N+1电平级联式逆变器单元的直流输入端与单相整流级电路提供的一对公共的高压输出直流母线直接相联，单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路有两个交流输入端，三个所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路共有六个交流输入端，三个单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路的第一交流输入端构成一组接线端，三个单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路的第二交流输入端构成另一组接线端，其中一组接线端连接到一个公共的中性点上，另外一组接线端分别与三个所述高频滤波器串联，接入三相电网，构成星形连接。

参照图1，一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，包括三相交流电动机，三相交流电动机的每相定子绕组分别与三个单相交-直-交变流器电路中的N+1电平级联式逆变器单元的交流输出端相联，构成开绕组连接，实现三相功率流之间的电气隔离。

参照图1、图2、图3、图4和图5，一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，包括一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案的控制策略，步骤如下：

(1)为提高逆变级电路的直流电压利用率，得到和传统空间矢量脉宽调制一样的控制效果，假定每相逆变级电路三相正弦参考电压信号由下式给出：

式中V^*为传统空间矢量脉宽调制指令电压信号，v_a ^*、v_b ^*、v_c ^*为三相正弦参考电压信号，ωt为V^*的旋转角度；

(2)根据传统空间矢量脉宽调制波形和面积等效原理，得到各相逆变级电路在各扇区的脉宽调制电压波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*表达式分别为：

T_S＝2(T₀+T_a+T_b)

式中，T₀为零矢量作用时间，T_s为开关周期，V_d为每相逆变器的直流侧电压，T_a、T_b分别为滞后指令电压信号V^*的矢量作用时间和超前指令电压信号V^*的矢量作用时间；

(3)假定步骤(1)中的指令电压信号V^*位于第五扇区：

上式α为V^*在每个扇区的角度，把上式T_a、T_b、ωt带入步骤(2)中的第五扇区的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*中，得到下式：

当步骤(1)中的指令电压信号V^*位于第一、第二、第三、第四、第六扇区时，按同样的方式可把上面T_a、T_b、ωt的表达式带入步骤(2)中的第一、第二、第三、第四、第六扇区求出v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*在第一、第二、第三、第四、第六扇区的表达式如下：

综合步骤(3)中各个扇区的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*得到下式：

(5)将步骤(4)中0≤ωt≤2π范围内三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*为一个周期进行延伸，得到在0≤ωt≤2kπ范围内的三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*，k≥1为正整数；

(6)设每相逆变级电路需要逆变出的正弦电压峰值为V_ac，参与每相逆变级电路PWM调制的信号为v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*，令

式中V_d为步骤(2)中每相逆变器的直流侧电压；

(7)当步骤(6)中的g<1时，参与每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*为:

当步骤(6)中的g≥1时，参与每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*为:

上式的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*为步骤(5)中的0≤ωt≤2kπ范围内的三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*；

(8)由于每相逆变级电路采用N+1电平级联式逆变器单元，N≥1为正整数，需要N个不同的三角载波信号，这些N个不同的三角载波信号具有相同的频率和幅值，并且在空间上连续垂直分布，对称分布于时间轴两侧，N个不同的三角载波信号的相位依次相差180°，这些N个不同的三角载波信号周期为步骤(2)中的开关周期T_s，幅值为

式中V_m为步骤(7)中每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*的幅值；

(9)将步骤(7)中的每相逆变级电路PWM调制信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*与步骤(8)中的N个三角载波信号进行比较，得出每相逆变级电路的PWM信号，进而控制每相逆变级电路的功率开关管，该控制策略在满足一定输出电压范围内提高了直流电压利用率，实现了和传统空间矢量脉宽调制一样的控制效果。

上面所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的构思和范围进行限定，在不脱离本发明设计方案前提下，本领域中普通工程技术人员对本发明的技术方案做出的各种变型和改进，均应落入本发明的保护范围，本发明请求保护的技术内容，已经全部记载在权利要求书中。

Claims (3)

1.一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，其特征在于：包括三个高频滤波器和三相交-直-交变流器电路，所述三相交-直-交变流器电路包括三个单相交-直-交变流器电路，所述单相交-直-交变流器电路包括单相整流级电路，所述单相整流级电路包括一个单相整流器和N个级联的控制模块单元，其中N≥1为正整数，所述单相整流级电路提供一对公共的高压输出直流母线，所述单相交-直-交变流器电路包括单相逆变级电路，所述单相逆变级电路包括一个N+1电平级联式逆变器单元，所述N+1电平级联式逆变器单元的直流输入端与所述单相整流级电路提供的一对公共的高压输出直流母线直接相联，所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路有两个交流输入端，三个所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路共有六个交流输入端，三个所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路的第一交流输入端构成一组接线端，三个所述单相交-直-交变流器电路的单相整流级电路的第二交流输入端构成另一组接线端，其中一组接线端连接到一个公共的中性点上，另外一组接线端分别与三个所述高频滤波器串联，接入三相电网，构成星形连接。

2.一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，其特征在于：包括三相交流电动机，所述三相交流电动机的每相定子绕组分别与三个权利要求1所述的单相交-直-交变流器电路中的所述N+1电平级联式逆变器单元的交流输出端相联，构成开绕组连接，实现三相功率流之间的电气隔离。

3.一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案，其特征在于：包括一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案的控制策略，所述一种无变压器隔离的新型中高压变频调速***实现方案的控制策略步骤如下：

(1)为提高逆变级电路的直流电压利用率，得到和传统空间矢量脉宽调制一样的控制效果，假定每相逆变级电路三相正弦参考电压信号由下式给出：

式中V^*为传统空间矢量脉宽调制指令电压信号，v_a ^*、v_b ^*、v_c ^*为三相正弦参考电压信号，ωt为V^*的旋转角度；

(2)根据传统空间矢量脉宽调制波形和面积等效原理，得到各相逆变级电路在各扇区的脉宽调制电压波形v_a ^*、v_b ^*、v_c ^*的表达式分别为：

(第一扇区)

(第二扇区)

(第三扇区)

(第四扇区)

(第五扇区)

(第六扇区)

T_S＝2(T₀+T_a+T_b)

式中，T₀为零矢量作用时间，T_s为开关周期，V_d为每相逆变器的直流侧电压，T_a、T_b分别为滞后指令电压信号V^*的矢量作用时间和超前指令电压信号V^*的矢量作用时间；

(3)假定步骤(1)中的指令电压信号V^*位于第五扇区时：

上式α为V^*在每个扇区的角度，把上式T_a、T_b、ωt带入步骤(2)中的第五扇区的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*中，得到下式：

当步骤(1)中的指令电压信号V^*位于第一、第二、第三、第四、第六扇区时，按同样的方式把上面T_a、T_b、ωt的表达式带入步骤(2)中的第一、第二、第三、第四、第六扇区可求出v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*在第一、第二、第三、第四、第六扇区的表达式如下：

(4)综合步骤(3)中各个扇区的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*得到下式：

(5)将步骤(4)中0≤ωt≤2π范围内三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*为一个周期进行周期延伸，得到在0≤ωt≤2kπ范围内的三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*，k≥1为正整数；

(6)设每相逆变级电路需要逆变出的正弦电压峰值为V_ac，参与每相逆变级电路PWM调制的信号为v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*，令

式中V_d为步骤(2)中每相逆变器的直流侧电压；

(7)当步骤(6)中的g<1时，参与每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*为:

当步骤(6)中的g≥1时，参与每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*为:

上式的v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*为步骤(5)中的0≤ωt≤2kπ范围内的三相脉宽调制波形v_ao ^*、v_bo ^*、v_co ^*；

(8)由于每相逆变级电路采用N+1电平级联式逆变器单元，N≥1为正整数，需要N个不同的三角载波信号，这些N个不同的三角载波信号具有相同的频率和幅值，并且在空间上连续垂直分布，对称分布于时间轴两侧，N个不同的三角载波信号的相位依次相差180°，这些N个不同的三角载波信号周期为步骤(2)中的开关周期T_s，幅值为

式中V_m为步骤(7)中每相逆变级电路PWM调制的信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*的幅值；

(9)将步骤(7)中的每相逆变级电路PWM调制信号v_am ^*、v_bm ^*、v_cm ^*与步骤(8)中的N个三角载波信号进行比较，得出每相逆变级电路的PWM信号，进而控制每相逆变级电路的功率开关管，该控制策略在满足一定输出电压范围内提高了直流电压利用率，实现了和传统空间矢量脉宽调制一样的控制效果。

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