CN111917322B - 单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法 - Google Patents

单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，首先将三路幅值相同但相位互差120°的正弦调制波与三角载波比较得到六路预处理信号，然后根据六路预处理信号判断当前状态下逆变器应当处于何种工作模态，最后对六路预处理信号进行逻辑运算得到十个开关管的控制信号。本发明通过有选择地控制箝位开关管的通断，可以得到逆变器共模电压的低频和高频两种控制方案，这两种控制方案都将共模电压固定在直流输入电压的1/3或2/3处，减小了共模电压的波动，有效抑制了漏电流，但在高频控制方案下，逆变器共模回路阻抗更大，漏电流抑制能力更强。

Description

单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法
技术领域
本发明涉及一种单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，属于电力电子直流-交流变换技术领域。
背景技术
太阳能光伏发电是最具前景的可再生能源应用之一，可以满足人类未来的能源需求并克服环境污染问题。在光伏发电***中，逆变器是不可或缺的实体之一，它通常配备有高频或工频变压器，变压器的存在实现了光伏电池板和电网之间的电气隔离，对保障人身安全起着至关重要的作用。另外，变压器的使用使注入电网的直流分量有所减少，有助于改善电网的电能质量。但是，变压器的存在降低了***的转换效率，增加了整个***的尺寸、重量和成本。无变压器型逆变器因其具有体积小，重量轻，成本低和效率高等特点，近年来逐渐成为国内外研究的热点。然而，光伏电池板和大地之间存在杂散的寄生电容，由于缺乏变压器的电气隔离作用，高频变化的共模电压作用在寄生电容上会引起漏电流。漏电流会引起电磁干扰，影响电能输出质量，甚至导致设备损坏和危害人身安全。因此，根据德国VDE-0126-1-1标准，漏电流的数值必须被限制在一定的范围内。
专利号为2018101449285的中国专利已经公开了一种十开关箝位型三相非隔离光伏逆变器的控制方法，该控制方法是针对十开关箝位型三相非隔离光伏逆变器拓扑结构的，由于不同拓扑结构里开关管的位置和功能是不同的，因而这些开关的控制方式必然有差异。上述控制方法需要选择开通三个桥臂的上开关管或下开关管，而且只有低频控制方案。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，克服现有技术中三相光伏逆变器在漏电流抑制技术方面的的不足而提供一种单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，该方法具有共模电压低频和高频两种方法，这两种方法均可以降低逆变器的共模电压变化范围，有效抑制漏电流，保障设备和人身安全。
本发明提供一种单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，所述逆变器包括光伏电池板、传统三相全桥逆变电路、三相输出LC滤波电路、三相负载、直流母线隔离开关管和箝位电路；所述传统三相全桥逆变电路包括A相上桥臂开关管、A相下桥臂开关管、B相上桥臂开关管、B相下桥臂开关管、C相上桥臂开关管和C相下桥臂开关管；所述箝位电路包括第一直流电容、第二直流电容、第三直流电容、第一箝位开关管、第二箝位开关管和第三箝位开关管；所述光伏电池板的正极分别与第一直流电容的正极、直流母线隔离开关管的集电极相连，所述光伏电池板的负极与第三直流电容的负极、A相下桥臂开关管的发射极、B相下桥臂开关管的发射极、C相下桥臂开关管的发射极相连于点Q，所述第一直流电容的负极分别与第二直流电容的正极、第二箝位开关管的发射极相连，所述第二直流电容的负极分别与第三直流电容的正极、第三箝位开关管的发射极相连，所述直流母线隔离开关管的发射极分别与第一箝位开关管的发射极、第三箝位开关管的集电极、A相上桥臂开关管的集电极、B相上桥臂开关管的集电极、C相上桥臂开关管的集电极相连，所述第二箝位开关管的集电极与第一箝位开关管的集电极相连。
本发明的方法包括以下步骤：
第一步、将逆变器中A、B、C三路相位互差120°的正弦调制波记为ura、urb、urc，将三角载波记为uc，将三相正弦调制波ura、urb、urc与三角载波uc比较得到六路预处理信号u1、u2、u3、u4、u5和u6；
第二步、通过对六路预处理信号的判断，将单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的工作模态分为六个正常工作模态和两个续流模态；
第三步、将预处理信号u6和u2做与运算后再和预处理信号u1做或运算得到A相上桥臂开关管的驱动信号ug1，将驱动信号ug1取反后得到A相下桥臂开关管的驱动信号ug4；
第四步、将预处理信号u4和u2做与运算后再和预处理信号u3做或运算得到B相上桥臂开关管的驱动信号ug3，将驱动信号ug3取反后得到开关管的驱动信号ug6；
第五步、将预处理信号u4和u6做与运算后再和预处理信号u5做或运算得到C相上桥臂开关管的驱动信号ug5，将驱动信号ug5取反后得到C相下桥臂开关管的驱动信号ug2；
第六步、将预处理信号u1和u2、u3和u4、u5和u6分别做与运算得到三路信号，再将这三路信号做或运算得到直流母线隔离开关管的驱动信号ug7；
第七步、将预处理信号u1、u3和u5做与运算得到信号ugx，将预处理信号u4、u6和u2做与运算得到信号ugy；
第八步、若选择共模电压低频控制方案，则令ugx＝ug8＝ug9，ugy＝ug10，由此得到第一箝位开关管的驱动信号ug8、第二箝位开关管的驱动信号ug9和第三箝位开关管的驱动信号ug10；若选择共模电压高频控制方案，则令ugx＝ug10，ugy＝ug8＝ug9，由此得到第三箝位开关管的驱动信号ug10、第一箝位开关管的驱动信号ug8和第二箝位开关管的驱动信号ug9。
本发明提供了共模电压的低频控制方法和高频控制方法，它们均通过正弦脉冲宽度调制(SPWM)和逻辑运算共同实现。逆变器在此两种控制方法下均具有八个工作模态，即六个正常工作模态和两个续流模态。具体地，首先将三路幅值相同但相位互差120°的正弦调制波ura、urb、urc与三角载波uc比较得到六路预处理信号u1、u2、u3、u4、u5和u6，然后根据六路预处理信号判断当前状态下逆变器应当处于何种工作模态，最后对六路预处理信号进行逻辑运算得到十个开关管的控制信号。
作为本发明进一步优化的技术方案如下：
进一步的，所述三相输出LC滤波电路包括A相滤波电感、B相滤波电感、C相滤波电感、A相滤波电容、B相滤波电容和C相滤波电容；所述三相负载包括A相负载、B相负载和C相负载。
进一步的，所述A相上桥臂开关管的发射极与A相下桥臂开关管的集电极、A相滤波电感的一端相连于点A，所述B相上桥臂开关管的发射极与B相下桥臂开关管的集电极、B相滤波电感的一端相连于点B，所述C相上桥臂开关管的发射极与C相下桥臂开关管的集电极、C相滤波电感的一端相连于点C。
进一步的，所述A相滤波电感的另一端分别与A相滤波电容的正极、A相负载的一端相连，所述B相滤波电感的另一端分别与B相滤波电容的正极、B相负载的一端相连，所述C相滤波电感的另一端分别与C相滤波电容的正极、C相负载的一端相连，所述A相滤波电容的负极与B相滤波电容的负极、C相滤波电容的负极、A相负载的另一端、B相负载的另一端、C相负载的另一端相连于点N(参考地)。
本发明的逆变器在传统三相逆变器拓扑的基础上增加了一个直流母线隔离开关管和一个箝位电路。直流母线隔离开关管位于光伏电池板的正极与三相上桥臂开关管的公共点之间，为交、直流侧隔离开关管，当逆变器处于续流阶段时，它可使逆变器的交、直流侧解耦。箝位电路由三个分压电容和三个箝位开关管构成，其中分压电容将直流输入分为0、Ud/3、2Ud/3和Ud四个电压等级(Ud表示光伏电池板的输出电压)。在Ud/3电位点和上桥臂开关管公共点间加入两个箝位开关管，在2Ud/3电位点和上桥臂开关管公共点间加入一个箝位开关管，这些箝位开关管既保证了分压电容不会被短路，也使逆变器的共模电压能按控制需要被双向箝位至Ud/3或2Ud/3。因此，在整个逆变周期内，逆变器共模电压的幅值变化范围为Ud/3～2Ud/3，共模电压波动减小，有效抑制了漏电流，降低了***的电磁干扰，同时保障了设备与人身安全。
所述第一步中，将三路相位互差120°的正弦调制波ura、urb、urc与三角载波uc进行比较，当A路正弦调制波ura的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u1、u4；当B路正弦调制波urb的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u3、u6；当C路正弦调制波ura的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u5、u2。
所述第二步中，当逆变器处于正常工作模态时，A相上桥臂开关管、A相下桥臂开关管、B相上桥臂开关管、B相下桥臂开关管、C相上桥臂开关管和C相下桥臂开关管按SPWM控制方式进行导通和关断，直流母线隔离开关管一直处于导通状态，第一箝位开关管、第二箝位开关管和第三箝位开关管均处于关断状态。
所述第二步中，当逆变器处于正常工作模态时，A相上桥臂开关管驱动信号ug1和A相下桥臂开关管驱动信号ug4相反，B相上桥臂开关管驱动信号ug3和B相下桥臂开关管驱动信号ug6相反，C相上桥臂开关管驱动信号ug5和C相下桥臂开关管驱动信号ug2相反。
所述第二步中，当逆变器处于续流模态时，A相上桥臂开关管、B相上桥臂开关管和C相上桥臂开关管均导通，A相下桥臂开关管、B相下桥臂开关管和C相下桥臂开关管均关断，直流母线隔离开关管关断，第一箝位开关管、第二箝位开关管和第三箝位开关管有选择地进行低频和高频通断控制；
在进行低频控制过程中，若预处理信号u1、u3和u5同时为高电平，则第一箝位开关管和第二箝位开关管导通，第三箝位开关管关断；若预处理信号u4、u6和u2同时为高电平，则第一箝位开关管和第二箝位开关管关断，第三箝位开关管导通；
在进行高频控制过程中，若预处理信号u1、u3和u5同时为高电平，则第一箝位开关管和第二箝位开关管关断，第三箝位开关管导通；若预处理信号u4、u6和u2同时为高电平，则第一箝位开关管和第二箝位开关管导通，第三箝位开关管关断。
进一步的，无论逆变器采用低频还是高频控制方案，逆变器的共模电压幅值在Ud/3和2Ud/3之间跳变；
在低频控制方案下，逆变器的共模电压频率与三角载波频率相同；在高频控制方案下，逆变器的共模电压频率为三角载波频率的三倍；
整个逆变周期内，共模电压的表达式为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3
其中，uAQ为A点与Q点的电位差，uBQ为B点与Q点的电位差，uCQ为C点与Q点的电位差。
在逆变器工作过程中，定义逆变器的开关状态为[M1,M2,M3,M4,M5]；其中，M1表示A相桥臂开关管的开关状态，M1＝1表示A相上桥臂开关管导通且下桥臂开关管关断，M1＝0表示A相上桥臂开关管关断且下桥臂开关管导通；M2表示B相桥臂开关管的开关状态，M2＝1表示B相上桥臂开关管导通且下桥臂开关管关断，M2＝0表示B相上桥臂开关管关断且下桥臂开关管导通；M3表示C相桥臂开关管的开关状态，M3＝1表示C相上桥臂开关管导通且下桥臂开关管关断，M3＝0表示C相上桥臂开关管关断且下桥臂开关管导通；M4表示隔离开关管的开关状态，M4＝1表示直流母线隔离开关管导通，M4＝0表示直流母线隔离开关管关断；M5表示三个箝位开关管的开关状态，M5＝1表示第一箝位开关管和第二箝位开关管导通且第三箝位开关管关断，M5＝0表示第一箝位开关管和第二箝位开关管关断且第三箝位开关管导通，M5＝Z表示三个箝位开关管全部关断。
因此，逆变器的六个正常工作模态分别为：[1,0,0,1,Z]、[1,1,0,1,Z]、[0,1,0,1,Z]、[0,1,1,1,Z]、[0,0,1,1,Z]和[1,0,1,1,Z]，两个续流模态分别为[1,1,1,0,1]和[1,1,1,0,0]。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：续流模态时始终控制三个上桥臂开关导通，控制三个下桥臂开关关断。通过有选择地控制箝位开关管的通断，可以得到逆变器共模电压的低频和高频两种控制方案，其中低频控制方案使共模电压的频率与三角载波一致，而高频控制方案使共模电压频率为三角载波频率的三倍。虽然这两种控制方案都将共模电压值固定在直流输入电压的1/3或2/3处，减小了共模电压的波动，有效抑制了漏电流，保障了设备与人身安全，但是在高频控制方案下，逆变器共模回路中滤波电感的阻抗显著增加，逆变器共模回路阻抗增大，漏电流抑制能力更强，具有更好的工程实用价值。
附图说明
下面结合附图对本发明作进一步的说明。
图1为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器主电路图。
图2为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器逻辑控制原理图。
图3为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器驱动信号时序图。
图4为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器模态一的示意图。
图5为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器模态二的示意图。
图6为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器模态三的示意图。
图7为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器模态四的示意图。
图8为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器模态五的示意图。
图9为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器模态六的示意图。
图10为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器模态七的示意图。
图11为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器模态八的示意图。
图12为单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器共模电压示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护权限不限于下述的实施例。
本实施例首先提出了一种单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器，其结构如图1所示，包括光伏电池板PV、传统三相全桥逆变电路、三相输出LC滤波电路、三相负载、直流母线隔离开关管S7和箝位电路。传统三相全桥逆变电路包括A相上桥臂开关管S1、A相下桥臂开关管S4、B相上桥臂开关管S3、B相下桥臂开关管S6、C相上桥臂开关管S5和C相下桥臂开关管S2。三相输出LC滤波电路包括A相滤波电感La、B相滤波电感Lb、C相滤波电感Lc、A相滤波电容Ca、B相滤波电容Cb和C相滤波电容Cc。三相负载包括A相负载Ra、B相负载Rb和C相负载Rc。箝位电路包括第一直流电容C1、第二直流电容C2、第三直流电容C3、第一箝位开关管S8、第二箝位开关管S9和第三箝位开关管S10。其中，光伏电池板PV的正极分别与第一直流电容C1的正极、直流母线隔离开关管S7的集电极相连，光伏电池板PV的负极与第三直流电容C3的负极、A相下桥臂开关管S4的发射极、B相下桥臂开关管S6的发射极、C相下桥臂开关管S2的发射极相连于点Q，第一直流电容C1的负极分别与第二直流电容C2的正极、第二箝位开关管S9的发射极相连，第二直流电容C2的负极分别与第三直流电容C3的正极、第三箝位开关管S10的发射极相连，直流母线隔离开关管S7的发射极分别与第一箝位开关管S8的发射极、第三箝位开关管S10的集电极、A相上桥臂开关管S1的集电极、B相上桥臂开关管S3的集电极、C相上桥臂开关管S5的集电极相连，第二箝位开关管S9的集电极与第一箝位开关管S8的集电极相连，A相上桥臂开关管S1的发射极与A相下桥臂开关管S4的集电极、A相滤波电感La的一端相连于点A，B相上桥臂开关管S3的发射极与B相下桥臂开关管S6的集电极、B相滤波电感Lb的一端相连于点B，C相上桥臂开关管S5的发射极与C相下桥臂开关管S2的集电极、C相滤波电感Lc的一端相连于点C，A相滤波电感La的另一端分别与A相滤波电容Ca的正极、A相负载Ra的一端相连，B相滤波电感Lb的另一端分别与B相滤波电容Cb的正极、B相负载Rb的一端相连，C相滤波电感Lc的另一端分别与C相滤波电容Cc的正极、C相负载Rc的一端相连，A相滤波电容Ca的负极与B相滤波电容Cb的负极、C相滤波电容Cc的负极、A相负载Ra的另一端、B相负载Rb的另一端、C相负载Rc的另一端相连于点N(参考地)。三个箝位开关管在各种工作状态下都不会造成分压电容的短路。通过直流母线隔离开关管S7和箝位电路的作用，使得逆变器在续流阶段其共模电压被双向箝位至Ud/3或2Ud/3。整个逆变周期内，共模电压的表达式为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3
其中，ucm为逆变器的共模电压，uAQ为A点与Q点的电位差，uBQ为B点与Q点的电位差，uCQ为C点与Q点的电位差。
本实施例还提供了一种单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，如图2和图3所示，包括以下步骤：
第一步、将逆变器中A、B、C三路相位互差120°的正弦调制波记为ura、urb、urc，将三角载波记为uc，将三相正弦调制波ura、urb、urc与三角载波uc比较得到六路预处理信号u1、u2、u3、u4、u5和u6。将三路相位互差120°的正弦调制波ura、urb、urc与三角载波uc进行比较，当A路正弦调制波ura的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u1、u4；当B路正弦调制波urb的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u3、u6；当C路正弦调制波ura的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u5、u2。
第二步、通过对六路预处理信号的判断，将单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的工作模态分为六个正常工作模态和两个续流模态。逆变器处于正常工作模态时，A相上桥臂开关管S1、A相下桥臂开关管S4、B相上桥臂开关管S3、B相下桥臂开关管S6、C相上桥臂开关管S5和C相下桥臂开关管S2按SPWM控制方式进行导通和关断，直流母线隔离开关管S7一直处于导通状态，第一箝位开关管S8、第二箝位开关管S9和第三箝位开关管S10均处于关断状态。当逆变器处于正常工作模态时，A相上桥臂开关管S1驱动信号ug1和A相下桥臂开关管S4驱动信号ug4相反，B相上桥臂开关管S3驱动信号ug3和B相下桥臂开关管S6驱动信号ug6相反，C相上桥臂开关管S5驱动信号ug5和C相下桥臂开关管S2驱动信号ug2相反。当逆变器处于续流模态时，A相上桥臂开关管S1、B相上桥臂开关管S3和C相上桥臂开关管S5均导通，A相下桥臂开关管S4、B相下桥臂开关管S6和C相下桥臂开关管S2均关断，直流母线隔离开关管S7关断，第一箝位开关管S8、第二箝位开关管S9和第三箝位开关管S10有选择地进行低频和高频通断控制；在进行低频控制过程中，若预处理信号u1、u3和u5同时为高电平，则第一箝位开关管S8和第二箝位开关管S9导通，第三箝位开关管S10关断；若预处理信号u4、u6和u2同时为高电平，则第一箝位开关管S8和第二箝位开关管S9关断，第三箝位开关管S10导通；在进行高频控制过程中，若预处理信号u1、u3和u5同时为高电平，则第一箝位开关管S8和第二箝位开关管S9关断，第三箝位开关管S10导通；若预处理信号u4、u6和u2同时为高电平，则第一箝位开关管S8和第二箝位开关管S9导通，第三箝位开关管S10关断。
第三步、将预处理信号u6和u2做与运算后再和预处理信号u1做或运算得到A相上桥臂开关管S1的驱动信号ug1，将驱动信号ug1取反后得到A相下桥臂开关管S4的驱动信号ug4。
第四步、将预处理信号u4和u2做与运算后再和预处理信号u3做或运算得到B相上桥臂开关管S3的驱动信号ug3，将驱动信号ug3取反后得到开关管S6的驱动信号ug6。
第五步、将预处理信号u4和u6做与运算后再和预处理信号u5做或运算得到C相上桥臂开关管S5的驱动信号ug5，将驱动信号ug5取反后得到C相下桥臂开关管S2的驱动信号ug2。
第六步、将预处理信号u1和u2、u3和u4、u5和u6分别做与运算得到三路信号，再将这三路信号做或运算得到直流母线隔离开关管S7的驱动信号ug7。
第七步、将预处理信号u1、u3和u5做与运算得到信号ugx，将预处理信号u4、u6和u2做与运算得到信号ugy。
第八步、若选择共模电压低频控制方案，则令ugx＝ug8＝ug9，ugy＝ug10，由此得到第一箝位开关管(S8)的驱动信号ug8、第二箝位开关管(S9)的驱动信号ug9和第三箝位开关管(S10)的驱动信号ug10；若选择共模电压高频控制方案，则令ugx＝ug10，ugy＝ug8＝ug9，由此得到第三箝位开关管(S10)的驱动信号ug10、第一箝位开关管(S8)的驱动信号ug8和第二箝位开关管(S9)的驱动信号ug9。
图3给出了本实施例的控制方法各开关管的驱动信号时序图，图中波形从上至下依次为：三路相位互差120°的正弦调制波ura、urb、urc和三角载波uc；A相上桥臂开关管S1栅极与发射极间电压波形ug1；A相下桥臂开关管S4栅极与发射极间电压波形ug4；B相上桥臂开关管S3栅极与发射极间电压波形ug3；B相下桥臂开关管S6栅极与发射极间电压波形ug6；C相上桥臂开关管S5栅极与发射极间电压波形ug5；C相下桥臂开关管S2栅极与发射极间电压波形ug2；隔离开关管S7栅极与发射极间电压波形ug7；低频控制下箝位开关管S8和S9栅极与发射极间电压波形ug8和ug9以及箝位开关管S10栅极与发射极间电压波形ug10；高频控制下箝位开关管S10栅极与发射极间电压波形ug10以及箝位开关管S8和S9栅极与发射极间电压波形ug8和ug9。
另外，定义逆变器的开关状态为[M1,M2,M3,M4,M5]。其中，M1表示A相桥臂开关管的开关状态，M1＝1表示A相上桥臂开关管S1导通且下桥臂开关管S4关断，M1＝0表示A相上桥臂开关管S1关断且下桥臂开关管S4导通。M2表示B相桥臂开关管的开关状态，M2＝1表示B相上桥臂开关管S3导通且下桥臂开关管S6关断，M2＝0表示B相上桥臂开关管S3关断且下桥臂开关管S6导通。M3表示C相桥臂开关管的开关状态，M3＝1表示C相上桥臂开关管S5导通且下桥臂开关管S2关断，M3＝0表示C相上桥臂开关管S5关断且下桥臂开关管S2导通。M4表示隔离开关管的开关状态，M4＝1表示直流母线隔离开关管S7导通，M4＝0表示直流母线隔离开关管S7关断。M5表示三个箝位开关管的开关状态，M5＝1表示第一箝位开关管S8和第二箝位开关管S9导通且第三箝位开关管S10关断，M5＝0表示第一箝位开关管S8和第二箝位开关管S9关断且第三箝位开关管S10导通，M5＝Z表示三个箝位开关管全部关断。
因此，逆变器的六个正常工作模态分别为：[1,0,0,1,Z]、[1,1,0,1,Z]、[0,1,0,1,Z]、[0,1,1,1,Z]、[0,0,1,1,Z]和[1,0,1,1,Z]，两个续流模态分别为[1,1,1,0,1]和[1,1,1,0,0]。上述各模态如附图4至图11所示，以下简要分析逆变器在各模态的工作原理：
模态一：如图4所示，逆变器开关状态为[1,0,0,1,Z]，开关管S1、S6、S2和S7的栅极与发射极之间的电压为高电平，它们处于导通状态；开关管S3、S5、S4、S8、S9和S10的栅极与发射极之间的电压为低电平，它们处于关断状态。电流从光伏电池板PV的正极流出，流经S7—S1—La—Ra—N—Rb、Rc—Lb、Lc—S6、S2，然后流回光伏电池板PV的负极。此时，由于uAQ＝Ud，uBQ＝uCQ＝0，故共模电压为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3＝Ud/3。
模态二：如图5所示，逆变器开关状态为[1,1,0,1,Z]，开关管S1、S3、S2和S7的栅极与发射极之间的电压为高电平，它们处于导通状态；开关管S5、S4、S6、S8、S9和S10的栅极与发射极之间的电压为低电平，它们处于关断状态。电流从光伏电池板PV的正极流出，流经S7—S1、S3—La、Lb—Ra、Rb—N—Rc—Lc—S2，然后流回光伏电池板PV的负极。此时，由于uAQ＝uBQ＝Ud，uCQ＝0，故共模电压为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3＝2Ud/3。
模态三：如图6所示，逆变器开关状态为[0,1,0,1,Z]，开关管S3、S4、S2和S7的栅极与发射极之间的电压为高电平，它们处于导通状态；开关管S1、S5、S6、S8、S9和S10的栅极与发射极之间的电压为低电平，它们处于关断状态。电流从光伏电池板PV的正极流出，流经S7—S3—Lb—Rb—N—Ra、Rc—La、Lc—S4、S2，然后流回光伏电池板PV的负极。此时，由于uBQ＝Ud，uAQ＝uCQ＝0，故共模电压为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3＝Ud/3。
模态四：如图7所示，逆变器开关状态为[0,1,1,1,Z]，开关管S3、S5、S4和S7的栅极与发射极之间的电压为高电平，它们处于导通状态；开关管S1、S6、S2、S8、S9和S10的栅极与发射极之间的电压为低电平，它们处于关断状态。电流从光伏电池板PV的正极流出，流经S7—S3、S5—Lb、Lc—Rb、Rc—N—Ra—La—S4，然后流回光伏电池板PV的负极。此时，由于uBQ＝uCQ＝Ud，uAQ＝0，故共模电压为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3＝2Ud/3。
模态五：如图8所示，逆变器开关状态为[0,0,1,1,Z]，开关管S5、S4、S6和S7的栅极与发射极之间的电压为高电平，它们处于导通状态；开关管S1、S3、S2、S8、S9和S10的栅极与发射极之间的电压为低电平，它们处于关断状态。电流从光伏电池板PV的正极流出，流经S7—S5—Lc—Rc—N—Ra、Rb—La、Lb—S4、S6，然后流回光伏电池板PV的负极。此时，由于uCQ＝Ud，uAQ＝uBQ＝0，故共模电压为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3＝Ud/3。
模态六：如图9所示，逆变器开关状态为[1,0,1,1,Z]，开关管S1、S5、S6和S7的栅极与发射极之间的电压为高电平，它们处于导通状态；开关管S3、S4、S2、S8、S9和S10的栅极与发射极之间的电压为低电平，它们处于关断状态。电流从光伏电池板PV的正极流出，流经S7—S1、S5—La、Lc—Ra、Rc—N—Rb—Lb—S6，然后流回光伏电池板PV的负极。此时，由于uAQ＝uCQ＝Ud，uBQ＝0，故共模电压为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3＝2Ud/3。
模态七：如图10所示，逆变器开关状态为[1,1,1,0,1]，开关管S1、S3、S5、S8和S9的栅极与发射极之间的电压为高电平，它们处于导通状态；开关管S4、S6、S2、S7和S10的栅极与发射极之间的电压为低电平，它们处于关断状态。该模态的前一状态一般为上桥臂三个开关管中有两个导通，这里以模态二进入模态七为例，其他情况类似。此时电路进入续流阶段，电流依次流经S1、S3—La、Lb—Ra、Rb—N—Rc—Lc—S5，光伏电池板PV与交流侧断开，箝位开关管S8、S9导通使A、B和C三点相对于Q点的电位差被箝位至2Ud/3，即：
uAQ＝uBQ＝uCQ＝2Ud/3，
故共模电压ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3＝2Ud/3。
模态八：如图11所示，逆变器开关状态为[1,1,1,0,0]，开关管S1、S3、S5和S10的栅极与发射极之间的电压为高电平，它们处于导通状态；开关管S4、S6、S2、S7、S8和S9的栅极与发射极之间的电压为低电平，它们处于关断状态。该模态的前一状态一般为下桥臂三个开关管中有两个导通，这里以模态一进入模态八为例，其他情况类似。此时电路进入续流阶段，电流依次流经S1—La—Ra—N—Rb、Rc—Lb、Lc—S3、S5，光伏电池板PV与交流侧断开，第三箝位开关管S10导通使A、B和C三点相对于Q点的电位差被箝位至Ud/3，即：
uAQ＝uBQ＝uCQ＝Ud/3，
故共模电压ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3＝Ud/3。
图12给出了本实施例的控制方法中逆变器共模电压示意图，从图中可以看出，在整个逆变周期内，逆变器的共模电压幅值只存在两个电压等级，分别是Ud/3和2Ud/3，高频控制方案下的共模电压频率是低频控制方案下的三倍。
由以上分析可知，通过有选择地控制箝位开关管的通断，可以得到逆变器共模电压的低频和高频两种控制方案，无论逆变器采用低频还是高频控制方案，逆变器的共模电压幅值在Ud/3和2Ud/3之间跳变，其中低频控制方案使共模电压的频率与三角载波的频率一致，而高频控制方案使共模电压频率为三角载波频率的三倍。虽然这两种控制方案都将共模电压值固定在直流输入电压的1/3或2/3处，减小了共模电压的波动，有效抑制了漏电流，保障了设备与人身安全，但是在高频控制方案下，逆变器共模回路中滤波电感的阻抗显著增加，回路阻抗增大，漏电流抑制能力更强，具有更好的工程实用价值。
综上所述，本发明能够有效降低无变压器型三相光伏逆变器共模电压变化范围较大的技术问题，为抑制无变压器型三相光伏逆变器的漏电流提供了一种方法，具有较好的工程应用价值。
以上所述，仅为本发明中的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可理解想到的变换或替换，都应涵盖在本发明的包含范围之内，因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于，所述逆变器拓扑包括光伏电池板(PV)、三相全桥逆变电路、三相输出LC滤波电路、三相负载、直流母线隔离开关管(S7)和箝位电路；所述三相全桥逆变电路包括A相上桥臂开关管(S1)、A相下桥臂开关管(S4)、B相上桥臂开关管(S3)、B相下桥臂开关管(S6)、C相上桥臂开关管(S5)和C相下桥臂开关管(S2)；所述箝位电路包括第一直流电容(C1)、第二直流电容(C2)、第三直流电容(C3)、第一箝位开关管(S8)、第二箝位开关管(S9)和第三箝位开关管(S10)；所述光伏电池板的正极分别与第一直流电容(C1)的正极、直流母线隔离开关管(S7)的集电极相连，所述光伏电池板的负极与第三直流电容(C3)的负极、A相下桥臂开关管(S4)的发射极、B相下桥臂开关管(S6)的发射极、C相下桥臂开关管(S2)的发射极相连于点Q，所述第一直流电容(C1)的负极分别与第二直流电容(C2)的正极、第二箝位开关管(S9)的发射极相连，所述第二直流电容(C2)的负极分别与第三直流电容(C3)的正极、第三箝位开关管(S10)的发射极相连，所述直流母线隔离开关管(S7)的发射极分别与第一箝位开关管(S8)的发射极、第三箝位开关管(S10)的集电极、A相上桥臂开关管(S1)的集电极、B相上桥臂开关管(S3)的集电极、C相上桥臂开关管(S5)的集电极相连，所述第二箝位开关管(S9)的集电极与第一箝位开关管(S8)的集电极相连；该控制方法包括以下步骤：
第一步、将逆变器中A、B、C三路相位互差120°的正弦调制波记为ura、urb、urc，将三角载波记为uc，将三相正弦调制波ura、urb、urc与三角载波uc比较得到六路预处理信号u1、u2、u3、u4、u5和u6；
第二步、通过对六路预处理信号的判断，将单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的工作模态分为六个正常工作模态和两个续流模态；
第三步、将预处理信号u6和u2做与运算后再和预处理信号u1做或运算得到A相上桥臂开关管(S1)的驱动信号ug1，将驱动信号ug1取反后得到A相下桥臂开关管(S4)的驱动信号ug4；
第四步、将预处理信号u4和u2做与运算后再和预处理信号u3做或运算得到B相上桥臂开关管(S3)的驱动信号ug3，将驱动信号ug3取反后得到开关管(S6)的驱动信号ug6；
第五步、将预处理信号u4和u6做与运算后再和预处理信号u5做或运算得到C相上桥臂开关管(S5)的驱动信号ug5，将驱动信号ug5取反后得到C相下桥臂开关管(S2)的驱动信号ug2；
第六步、将预处理信号u1和u2、u3和u4、u5和u6分别做与运算得到三路信号，再将这三路信号做或运算得到直流母线隔离开关管(S7)的驱动信号ug7；
第七步、将预处理信号u1、u3和u5做与运算得到信号ugx，将预处理信号u4、u6和u2做与运算得到信号ugy；
第八步、若选择共模电压低频控制方案，则令ugx＝ug8＝ug9，ugy＝ug10，由此得到第一箝位开关管(S8)的驱动信号ug8、第二箝位开关管(S9)的驱动信号ug9和第三箝位开关管(S10)的驱动信号ug10；若选择共模电压高频控制方案，则令ugx＝ug10，ugy＝ug8＝ug9，由此得到第三箝位开关管(S10)的驱动信号ug10、第一箝位开关管(S8)的驱动信号ug8和第二箝位开关管(S9)的驱动信号ug9。
2.根据权利要求1所述单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于：所述三相输出LC滤波电路包括A相滤波电感(La)、B相滤波电感(Lb)、C相滤波电感(Lc)、A相滤波电容(Ca)、B相滤波电容(Cb)和C相滤波电容(Cc)；所述三相负载包括A相负载(Ra)、B相负载(Rb)和C相负载(Rc)。
3.根据权利要求2所述单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于：所述A相上桥臂开关管(S1)的发射极与A相下桥臂开关管(S4)的集电极、A相滤波电感(La)的一端相连于点A，所述B相上桥臂开关管(S3)的发射极与B相下桥臂开关管(S6)的集电极、B相滤波电感(Lb)的一端相连于点B，所述C相上桥臂开关管(S5)的发射极与C相下桥臂开关管(S2)的集电极、C相滤波电感(Lc)的一端相连于点C；所述A相滤波电感(La)的另一端分别与A相滤波电容(Ca)的正极、A相负载(Ra)的一端相连，所述B相滤波电感(Lb)的另一端分别与B相滤波电容(Cb)的正极、B相负载(Rb)的一端相连，所述C相滤波电感(Lc)的另一端分别与C相滤波电容(Cc)的正极、C相负载(Rc)的一端相连，所述A相滤波电容(Ca)的负极与B相滤波电容(Cb)的负极、C相滤波电容(Cc)的负极、A相负载(Ra)的另一端、B相负载(Rb)的另一端、C相负载(Rc)的另一端相连于点N。
4.根据权利要求3所述单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于：所述第一步中，将三路相位互差120°的正弦调制波ura、urb、urc与三角载波uc进行比较，当A路正弦调制波ura的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u1、u4；当B路正弦调制波urb的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u3、u6；当C路正弦调制波ura的幅值大于三角载波的幅值时输出高电平，小于三角载波的幅值时输出低电平，从而得到预处理信号u5、u2。
5.根据权利要求1所述单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于：所述第二步中，当逆变器处于正常工作模态时，A相上桥臂开关管(S1)、A相下桥臂开关管(S4)、B相上桥臂开关管(S3)、B相下桥臂开关管(S6)、C相上桥臂开关管(S5)和C相下桥臂开关管(S2)按SPWM控制方式进行导通和关断，直流母线隔离开关管(S7)一直处于导通状态，第一箝位开关管(S8)、第二箝位开关管(S9)和第三箝位开关管(S10)均处于关断状态。
6.根据权利要求1所述单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于：所述第二步中，当逆变器处于正常工作模态时，A相上桥臂开关管(S1)驱动信号ug1和A相下桥臂开关管(S4)驱动信号ug4相反，B相上桥臂开关管(S3)驱动信号ug3和B相下桥臂开关管(S6)驱动信号ug6相反，C相上桥臂开关管(S5)驱动信号ug5和C相下桥臂开关管(S2)驱动信号ug2相反。
7.根据权利要求1所述单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于：所述第二步中，当逆变器处于续流模态时，A相上桥臂开关管(S1)、B相上桥臂开关管(S3)和C相上桥臂开关管(S5)均导通，A相下桥臂开关管(S4)、B相下桥臂开关管(S6)和C相下桥臂开关管(S2)均关断，直流母线隔离开关管(S7)关断，第一箝位开关管(S8)、第二箝位开关管(S9)和第三箝位开关管(S10)有选择地进行低频和高频通断控制；
在进行低频控制过程中，若预处理信号u1、u3和u5同时为高电平，则第一箝位开关管(S8)和第二箝位开关管(S9)导通，第三箝位开关管(S10)关断；若预处理信号u4、u6和u2同时为高电平，则第一箝位开关管(S8)和第二箝位开关管(S9)关断，第三箝位开关管(S10)导通；
在进行高频控制过程中，若预处理信号u1、u3和u5同时为高电平，则第一箝位开关管(S8)和第二箝位开关管(S9)关断，第三箝位开关管(S10)导通；若预处理信号u4、u6和u2同时为高电平，则第一箝位开关管(S8)和第二箝位开关管(S9)导通，第三箝位开关管(S10)关断。
8.根据权利要求3所述单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于：无论逆变器采用低频还是高频控制方案，逆变器的共模电压幅值在Ud/3和2Ud/3之间跳变；Ud表示光伏电池板的输出电压；
在低频控制方案下，逆变器的共模电压频率与三角载波频率相同；在高频控制方案下，逆变器的共模电压频率为三角载波频率的三倍；
整个逆变周期内，共模电压的表达式为：
ucm＝(uAQ+uBQ+uCQ)/3
其中，uAQ为点A与点Q的电位差，uBQ为点B与点Q的电位差，uCQ为点C与点Q的电位差。
9.根据权利要求3所述单母线隔离双向箝位十开关三相逆变器的控制方法，其特征在于：在逆变器工作过程中，定义逆变器的开关状态为[M1,M2,M3,M4,M5]；其中，M1表示A相桥臂开关管的开关状态，M1＝1表示A相上桥臂开关管(S1)导通且下桥臂开关管(S4)关断，M1＝0表示A相上桥臂开关管(S1)关断且下桥臂开关管(S4)导通；M2表示B相桥臂开关管的开关状态，M2＝1表示B相上桥臂开关管(S3)导通且下桥臂开关管(S6)关断，M2＝0表示B相上桥臂开关管(S3)关断且下桥臂开关管(S6)导通；M3表示C相桥臂开关管的开关状态，M3＝1表示C相上桥臂开关管(S5)导通且下桥臂开关管(S2)关断，M3＝0表示C相上桥臂开关管(S5)关断且下桥臂开关管(S2)导通；M4表示隔离开关管的开关状态，M4＝1表示直流母线隔离开关管(S7)导通，M4＝0表示直流母线隔离开关管(S7)关断；M5表示三个箝位开关管的开关状态，M5＝1表示第一箝位开关管(S8)和第二箝位开关管(S9)导通且第三箝位开关管(S10)关断，M5＝0表示第一箝位开关管(S8)和第二箝位开关管(S9)关断且第三箝位开关管(S10)导通，M5＝Z表示三个箝位开关管全部关断；
因此，逆变器的六个正常工作模态分别为：[1,0,0,1,Z]、[1,1,0,1,Z]、[0,1,0,1,Z]、[0,1,1,1,Z]、[0,0,1,1,Z]和[1,0,1,1,Z]，两个续流模态分别为[1,1,1,0,1]和[1,1,1,0,0]。
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