CN111886838B

CN111886838B - 重叠保存fbmc接收机

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Publication number: CN111886838B
Application number: CN201880066569.4A
Authority: CN
Inventors: J·纳达尔; C·阿卜杜勒努尔; A·巴格达迪
Original assignee: Imt Atlantic National College Of Mining And Telecommunications Brittany Loire Region
Current assignee: Imt Atlantic National College Of Mining And Telecommunications Brittany Loire Region
Priority date: 2017-10-13
Filing date: 2018-10-11
Publication date: 2023-06-13
Anticipated expiration: 2038-10-11
Also published as: CN111886838A; EP3471360A1; US20200322196A1; EP3471360B1; WO2019072983A1; US11070415B2

Abstract

一种FBMC均衡化和解调单元以及对应的方法，用于处理包括FBMC符号的FBMC信号，每个FBMC符号包括被映射到M个子载波上、以因子K过采样、通过原型滤波器滤波并被转换到时域中的数据，该FBMC均衡化和解调单元包括：‑频域转换单元(710)，其被配置为将包括至少一个FBMC符号的P*KM个样本的块转换为频域样本，其中，P为大于1的整数，‑均衡器单元(720)，其被配置为将所述频域样本与根据传播信道估计计算出的一个或多个系数相乘，‑至少一个圆周卷积单元(730、731)，其被配置为在所述经均衡化的样本的子集与经频移的版本的原型滤波器的频域响应之间执行P个圆周卷积，以及‑加法器(740)，其用于对P个圆周卷积中的每一个的对应的输出进行求和。

Description

重叠保存FBMC接收机

技术领域

本发明总体上涉及无线无线电通信，并且更具体地旨在降低FBMC(滤波器组调制载波的缩写)接收机的实现复杂度。

背景技术

预见即将出现的移动通信***在所有情况下提供普遍存在的连通性和无缝服务交付。大量的设备以及期望的以人为中心的应用和机器类型应用的共存将导致通信场景和特性的大的多样性。在该上下文中，许多先进的通信技术正在研究中。

在这些技术中，一种技术基于滤波器组多载波通信(FBMC)原理。FBMC传输技术基于公知的正交频分复用传输技术(OFDM)，其中经调制的符号被映射到不同的子载波上，并通过逆快速傅里叶变换(IFFT)在时域中进行转换以被发送，但是包括在发送之前进行滤波的附加步骤。

在OFDM中，要求***循环前缀以确保信号循环平稳性，使得在接收机侧，可以实现均衡器以移除由于传播环境中的多径反射而引起的符号间干扰。在FBMC中，通过首先对要发送的符号以因子K进行过采样，并且然后通过称为原型滤波器的滤波器对过采样的符号进行滤波，来提供针对多径反射的鲁棒性。过采样的且经滤波的符号称为FBMC符号。对原型滤波器和过采样因子的选择是重要的，因为这对FBMC传输的时延、频谱形状、性能和实现复杂度有直接影响。使得不会由于过采样而降低吞吐量，随后的FBMC符号不会一个接一个地发送，而是在被延迟一个符号之后进行求和(重叠)。因此，不存在FBMC信号的循环平稳性，但是过采样和滤波提供了对由于多径反射而引起的符号间干扰的鲁棒性。信号通过IFFT在时域中进行转换，如果在过采样和滤波之前进行转换，则该IFFT的大小可能为M，否则大小可能为KM，M是被分配用于传输的子载波(包括专用于数据符号映射的有用子载波、导频子载波、保护子载波和零填充(未使用)子载波)的总数。

图1表示在FBMC传输中对符号进行过采样、滤波和重叠的步骤。在图1中，符号#1101(具有M个样本)被过采样K次(102、103和104)，这包括重复K次符号#1的所有样本，在该示例中K＝4。因此，FBMC符号#1的大小为KM。对符号#2、#3和#4执行相同的操作。FBMC符号#1、#2、#3和#4两个接两个地被延迟M个样本，由长度为KM的原型滤波器110进行滤波，并且求和。

与OFDM相比，由于通过原型滤波器进行滤波，FBMC符号之间没有突然的转变，因此FBMC呈现较低的带外功率泄露。FBMC传输相比OFDM对多径反射也不那么敏感，因为经滤波的FBMC符号通常长于OFDM符号，这在传播信道是频率选择性的时简化了信号均衡化，并减少了由于多径反射而引起的符号间干扰。FBMC传输的吞吐量更高，因为不要求循环前缀，并且因为对于相同的带宽占用，由于滤波导致较低的带外功率泄露，所以FBMC传输与OFDM相比可以减少保护频率的数量。FBMC传输技术的缺点在于缺乏复数正交性，因为在给定的时间，所发送的信号是K个连续符号的重叠与滤波效果结合的结果。FBMC调制生成一些符号间干扰和载波间干扰，这在接收过程中引入附加的复杂度。

为了解决FBMC传输的干扰问题并因此降低接收机的复杂度，已知一种名为具有偏移正交幅度调制的FBMC(FBMC/OQAM，也称为OFDM/OQAM或交错调制的多音-SMT)的调制方案，这给传输带来了一些正交性。该方案正在研究中，并且被认为是未来灵活的5G空中接口的关键推动力。在下文中，除非另外提及，否则将考虑OQAM调制方案。然而，本发明将不限于FBMC/OQAM方案，因为本领域技术人员将容易地使该FBMC/OQAM方案适于另一种调制，例如，具有QAM调制或任何其他调制的FBMC。

根据该调制方案，符号不被映射到QAM复数样本上，而是被映射到纯实数样本或纯虚数样本上。实际上，根据Balian-Low定理，通信***仅可以同时具有以下三个属性中的两个：

-复数正交性，

-对时间和/或频率偏移的高鲁棒性，以及

-高频谱效率。

例如，OFDM牺牲了对时间/频率偏移的鲁棒性以实现高频谱效率并实现复数正交性。然而，这三个属性在现代通信***中是期望的。为了克服这个问题，可以通过使用在实数域中转换正交性的OQAM调制来放宽对复数正交性的要求。因此，FBMC/OQAM***具有实数正交性，同时保留了对时间和频率偏移的鲁棒性以及高频谱效率。

选择原型滤波器，使得在相邻子载波之间的干扰也为纯实数或纯虚数。由于仅使用样本的实数部分或虚数部分，因此传输吞吐量减少了两倍。为了补偿这种吞吐量的下降，FBMC符号通过FBMC/OQAM符号对被发送，第一符号使用QAM样本的实数部分(奇数传输信道)，并且第二符号在被延迟半个符号持续时间((对于OQAM映射)等于M/2个样本)之后，使用相同QAM样本的虚数部分(偶数传输信道)。

图2a表示由OQAM调制考虑的在时域中的符号排序。FBMC/OQAM符号#1和FBMC/OQAM符号#2分别在对应于实数传输信道和虚数传输信道的样本上发送，FBMC/OQAM符号#2相对于FBMC/OQAM符号#1被延迟了M/2。

图2b表示在FBMC/OQAM调制之后的符号的排序。将原型滤波器分别地应用于与奇数传输信道(201)对应的样本和与偶数传输信道(202)对应的样本上。FBMC/OQAM符号#1被映射到奇数传输信道上，而FBMC/OQAM符号#2被延迟M/2并且被映射到偶数传输信道上。相应地发送随后的FBMC/OQAM符号。因此，FBMC/OQAM重叠符号的数量为2K。

已知各种FBMC/OQAM发射机实现方式，这些实现方式提供具有不同复杂度的相同输出。要在接收机中实现的主要处理包括通过分析滤波器的滤波、均衡化和OQAM解映射。分析滤波包括通过原型滤波器在时域或频域中对信号进行滤波以及从时域到频域的信号转换两者。强制从重叠的FBMC符号的贡献中隔离所考虑的FBMC符号。要求均衡化来补偿由传播信道引入的影响：每个子载波衰减和相位旋转、符号间干扰和载波间干扰。因此，这使信噪比(SNR)最大化。

FBMC接收机的实现成本主要对应于乘法器的数量，并且在较小程度上对应于所要求的加法器的数量，这直接影响实现接收机的芯片的大小、成本和能耗，并且由于接收机的大小、成本和自治性的明显原因，期望该实现成本较低。

在下文中，认为已经获取了接收机的时间和频率同步以及传播信道估计

实际上，这些过程对技术人员而言是已知的，而不是专利申请的目的。C.Lele、P.Siohan和R.Legouable的“2dB Better Than CP-OFDM with OFDM/OQAM for Preamble-BasedChannel Estimation”(IEEE International Conference on Communications，2008年，ICC’08，2008年5月，第1302-1306页)描述了一种可以旨在计算传播信道特性的信道估计方法。在E.Kofidis等人的“Preamble-based channel estimation in OFDM/OQAM systems:Areview”(Signal Processing，2013年)中描述了其他信道估计方法。

在FBMC接收机的已知实现方式中包括多相网络(PPN)实现方式。图3a表示根据现有技术的PPN-FBMC/OQAM发射机实现方式。图3a包括OQAM映射器310，该OQAM映射器310包括QAM映射器311，该QAM映射器311根据二进制输入生成复数样本。虚数值由延迟单元331相对于实数值延迟M/2。实数值和虚数值被输出到相应的处理信道。每个处理信道依次包括大小为M的逆快速傅里叶变换322、332和多相网络(PPN)323、333，PPN 323、333立即执行对每个信号的所有上采样以及通过原型滤波器的滤波。然后，两个处理信道的输出由求和器340进行组合。

图3b表示根据现有技术的PPN-FBMC/OQAM接收机实现方式。接收机并行处理两个信道，第二信道由延迟单元370延迟M/2。每个信道依次由多相网络单元371、381，大小为M的快速傅里叶变换372、382和均衡器373、383分别处理。然后，由OQAM解映射器390处理每个信道输出的样本的实数部分374、384。

PPN-FBMC/OQAM接收机的缺点在于在滤波之后执行均衡化的事实。实际上，在这样做时，传播信道脉冲响应和原型滤波器脉冲响应一起卷积，这使得均衡化过程更加复杂且低效。

为了限制接收机的复杂度和实现成本，因此要求在滤波之前进行均衡化过程。这是在另一种已知的实现方式中完成的，该实现方式被称为频率扩展(FS)实现方式，在M.Bellanger的“FS-FBMC:an alternative scheme for filter bank basedmulticarrier transmission”(Proceedings of the 5^th International Symposium onCommunications，Control and Signal Processing，ISCCSP 2012，意大利罗马，2012年5月2-4日)中描述。图4a表示根据现有技术的FSFBMC/OQAM发射机实现方式。图4a的实现方式包括OQAM映射器410，该OQAM映射器410包括QAM映射器411，该QAM映射器411根据二进制输入生成复数样本。虚数值由延迟单元412相对于实数值延迟M/2。实数值和虚数值被输出到相应的处理信道。每个处理信道依次包括上采样单元421、422(其通过在每个连续的QAM样本之间***K-1个零来将每个信号扩展K倍)，通过原型滤波器431、432的频率响应来对上采样的信号(通过圆周卷积)进行滤波的阶段以及逆快速傅里叶变换块441、442。然后，两个处理信道的输出由求和器443进行组合。

在接收机侧，执行完全相反的处理。图4b详细描述了FS-FBMC/OQAM接收机的实现方式，着重于与均衡化451和FBMC解调452相关的部分。

在Bellanger的FS-FBMC/OQAM接收机实现方式中，对所考虑的FBMC符号执行大小为L＝KM的FFT 460，以在频域中转换接收到的信号。利用对在FBMC符号#n上接收到的符号进行r_n(l)，FFT的输出可以被表述为：

/>

其中k是子载波索引。为简化起见，由于随后的处理步骤不依赖于FBMC符号编号，因此将其删除以使数学描述清楚：

然后，由线性均衡器处理符号R(k)，该线性均衡器旨在补偿由传播信道(在发射机与接收机天线之间的环境)引入的损伤。这使得能够恢复最初在每个子载波上发送的增益和相位，并移除/减少符号间干扰和载波间干扰。在图4b中，均衡器采用单抽头均衡器470的形式：在每个子载波上应用系数

是从估计出的信道特性中推断出的，以便消除由传播信道带来的干扰。可以等效地考虑多抽头均衡器(该多抽头均衡器使用有限脉冲响应滤波器(FIR)处理每个子载波，以连同相邻子载波一起均衡化)，因为多抽头均衡器已知针对符号间干扰和载波间干扰更高效，但多抽头均衡器会导致计算负载的大大增加。在下文中，将关于单抽头均衡器来描述本发明，因为单抽头均衡器通常足以提供良好的多径缓解，但是多载波均衡化技术领域的技术人员可以容易地使本发明适于实现多抽头均衡器而不是单抽头均衡器。

使用公知的技术根据频域中的信道估计

来计算系数/>

公知的技术例如为迫零(ZF)技术(其中均衡化系数是通过将信道估计反转/>

计算出的)或者最小均方误差(MMSE)技术(其中确定系数/>

以便使由噪声引入的均方误差最小化，其中η为SNR并且*为共轭算子)。也可以使用任何其他相关的均衡化技术来计算系数。由于信道估计技术不是本发明的目的，并且是均衡化技术领域的技术人员所公知的，因此未对其进行更详细的描述。

当应用单抽头均衡器时，经均衡化的样本X(k)可以如下表述：

然后，通过原型滤波器对经均衡化的频域样本进行滤波，以提供经均衡化且经滤波的样本Y(k)。该过程在频域中以原型滤波器的频率响应G(k)与经均衡化的样本之间的圆周卷积480的形式执行：

然后，以因子K对样本Y(k)进行下采样490：

Y_DS(k)＝Y(Kk)，k∈[0，M-1] (5)

然后，下采样的样本将由OQAM解映射器处理。

这种FS-FBMC接收机架构得益于由FBMC调制和均衡器提供的针对多径反射的鲁棒性和对定时和载波-频率偏移(CFO)误差的鲁棒性。调制频谱形状受到限制，并且吞吐量高。当样本数量KM低时，FS-FBMC接收机架构的实现成本受到限制。

然而，当考虑长原型滤波器和/或高过采样因子来实现FBMC传输时，FBMC传输可能显示出高时延。实际上，解调并解码符号所要求的时间与这些参数直接相关，并且使用长原型滤波器会导致高传输时延。为了减小时延以及设备复杂度，根据现有技术(例如，根据J.Nadal、C.Nour和A.Baghdadi的“Low-complexity pipelined architecture for FBMC/OQAM transmitter”(IEEE Trans.On Circuits and Syst.II:Express Briefs，vol.PP，no.99，第1-1页，2015年))，已知使用短原型滤波器。这种短原型滤波器通常与为一(有时为二)的过采样因子相关联，这与和等于或大于四的过采样因子相关联的标准(长)原型滤波器相反。实现这种短原型滤波器是特别感兴趣的，因为传输时延直接受到滤波器的长度以及收发机复杂度的影响。

已知设计短原型滤波器，该短原型滤波器保留了良好的频谱形状和针对FBMC调制的CFO的鲁棒性的属性。然而，对多径反射的固有鲁棒性会连同原型滤波器的长度一起降低，特别是在多径反射显示高延迟扩展时，如果在接收机侧要求使用均衡器，则这是附加的理由。在缺乏循环前缀的情况下(与OFDM调制相反)，这些多径反射会在经处理的FBMC符号之间引入循环平稳性问题，当原型滤波器长度高时，循环平稳性问题是次要的，但在考虑短原型滤波器时，循环平稳性问题可能严重影响性能。

为了解决在使用短原型滤波器时遇到的问题，已知使用称为重叠保存方法的已知技术来实现将FBMC接收机与基于快速卷积算法的时域均衡器组合。

重叠保存算法是用于评估非常长的信号与有限脉冲响应之间的离散卷积的高效方法。该算法的原理是截断长信号，以在多个重叠的短片段中进行卷积，并且通过以下操作在频域中利用有限脉冲响应对每个片段进行卷积：首先对每个片段进行FFT，将FFT的结果与在频域中转换的有限脉冲响应相乘，并且然后通过IFFT将结果转换回时域中。添加重叠的符号。实际上，由于线性卷积输出总是比原始序列长，因此在时域中对连续片段执行卷积会产生边缘效应，而在一些符号重叠并求和时不会产生边缘效应。

重叠保存算法自然地适合于FBMC接收机的用例，因为必须在连续的FBMC符号上处理均衡化，均衡化可以看作是在接收到的信号与信道估计的逆响应之间的卷积。因此，通过处理接收到的信号的大小大于FBMC符号的大小的片段来执行对FBMC符号的接收。除了作为将接收到的信号与信道估计响应的逆相关的高效方法之外，重叠保存方法还自然地缓解源自由传播信道在缺乏循环前缀的情况下生成的符号间干扰的循环平稳性问题，这在使用短原型滤波器时特别明显，因为所考虑的FBMC符号的所有被延迟的路径都被包括在经处理的样本的块中。实际上，由于接收到的信号的经均衡化的片段的长度较长，因此该片段包括FBMC符号以及被反射的路径的所有贡献两者。均衡化过程是在该片段的总体上完成的，该均衡化过程将所有被延迟的路径带回到FBMC符号中。

通过使大于所考虑的符号大小的输入信号的块均衡化，并且对经均衡化的FBMC符号进行滤波，这降低了位于FBMC符号的边界处的样本的功率水平，确保了被处理用于解调的FBMC符号的循环平稳性。

重叠保存技术无法同样地应用于FS-FBMC接收机。实际上，处理大小为N＝PL的FFT而不是大小为L的FFT 460会引起若干问题，这些问题包括：

·必须在N个而不是L个子载波上执行滤波，这增加了实现复杂度，

·子载波间隔不等于由发射机使用的子载波间隔：必须执行下采样的附加阶段，当P不是整数时，该下采样的附加阶段并非是不重要的。

因此，为了在其中在滤波过程之前执行均衡化过程的FBMC接收机中实现重叠保存技术，必须分别执行这两个操作。有利地，在L个样本上执行滤波阶段，使得其复杂度不取决于比率P。图5a表示这种FBMC接收机实现方式，其中均衡化过程在滤波过程之前且独立于滤波过程执行。首先对接收到的样本进行均衡化501，以移除由于传播环境的多条反射路径而引起的符号间干扰。当在时域中执行均衡化时，可以通过接收到的信号与信道的逆脉冲响应之间的卷积来处理均衡化。然而，有利的是，在频域中使用重叠保存技术来执行均衡化以在不引入边缘效应的情况下降低接收机的实现成本，同时与短原型滤波器的使用兼容。该均衡化过程接近在OFDM接收机中完成的过程。一旦信号被均衡化，信号就由FBMC原型滤波器进行滤波502。然后，经滤波的信号通过大小为KM的FFT 503转换到频域，并且以因子K进行下采样504。可以反转滤波和频域转换，以便在频域中执行滤波。得到的符号被发送到解映射器，该解映射器是用于FBMC/OQAM接收机的OQAM解映射器506。对于FBMC/OQAM解映射，取决于所考虑的符号，仅考虑信号的实数部分505(或在使用OQAM调制时针对偶数符号仅考虑信号的虚数部分)。

图5b更详细地示出了着重于接收机的均衡化和FBMC解调方面的这种FBMC接收机实现方式，其中分别执行对FBMC信号的重叠保存均衡化507以及滤波和解调508。不在大小为L的FBMC符号上而是在包括感兴趣的FBMC符号的N＝PL个样本上执行第一FFT 510，P为大于或等于1的整数。频域中的信号由系数

均衡化(520)并通过大小为N的IFFT 530切换回时域中。时域中的经均衡化的样本x(m)可以被表述为：

在IFFT 530的输出处，符号间干扰被认为是由均衡化过程移除，并且仅保留了与所考虑的初始FBMC符号的位置匹配的L个样本，其他样本作为无用的被丢弃(531)。其余的时域均衡化的样本必须由FBMC解调器508进行解调以恢复发送的数据。出于这个目的，将样本以三个阶段依次处理：

·通过具有原型滤波器系数g的脉冲响应，对时域均衡化的样本执行的加窗阶段540。该操作包括将每个样本与原型滤波器的对应系数相乘。这实现了对时域中的经均衡化的信号的每子载波滤波。经均衡化且经滤波的样本y(m)可以被表述为：

y(k)＝g(m)x(m)，k∈[0，L-1] (7)

·通过大小为L＝KM的FFT的频域转换阶段550，该频域转换阶段550应用于加窗的时域样本，以计算频域样本Y(k)：

·以因子K＝L/M的下采样操作560，该下采样操作560包括在FFT的输出处保留K个样本中的一个，以在频域中获得M个频域样本Y_DS：

Y_DS(k)＝Y(Kk)，k∈[0，M-1] (9)

然后，对于FBMC/QAM的情况，使用QAM解映射器来恢复有用数据，或者对于FBMC/OQAM的情况，使用OQAM解映射器来恢复有用数据，或者使用任何其他适当的解映射器来恢复有用数据。

虽然这种实现方式与短原型滤波器的使用兼容，但是由于其实现成本高，因此在实践中很少实现。实际上，这种实现方式要求进行三次傅里叶变换：大小为N＝PL的一次FFT(510)和一次IFFT(530)，以及大小为L的一次FFT(550)。

最后，从现有技术中已知的FBMC接收机实现方式的另一缺点在于接收结构缺乏灵活性，从而无法支持除了在多用户上下文中的重叠因子和系数之外具有各种大小的原型滤波器。实际上，PPN 371、381取决于所使用的原型滤波器，并且用于PPN-FBMC接收机的FFT372、382的大小取决于可以被分配的子载波的最大数量(M)。此外，用于FS-FBMC接收机的FFT 450的大小或用于重叠保存FBMC接收机的FFT 550的大小与可以被分配的子载波的最大数量(M)乘以过采样因子(K)直接相关，其也是FBMC符号的长度(KM)。因此，特定的接收链必须与每个FBMC方案(原型滤波器大小和过采样值)相关联，这与即将出现的5G移动通信***通过使用各种调制方案在通信场景中提供某种灵活性的目的不匹配。例如，可以取决于传播信道条件和时延要求来使过采样因子适用。可以减少子载波的最大数量M以增加子载波间隔，这改进了针对多普勒效应的鲁棒性，并且还减少了时延。因此，所有这些考虑因素都阻碍了FBMC技术用于5G通信的部署，并且需要这样的FBMC接收机实现方式：该FBMC接收机实现方式可以实现提供与短原型滤波器兼容的高效且低成本的实现方式的目标，并且可以与各种FBMC方案一起使用。

发明内容

因此，本发明的目的是通过描述一种对多径反射鲁棒的高性能FBMC接收机来提供对现有技术的改进，该FBMC接收机可以以有限的复杂度实现并且与短原型滤波器和各种FBMC方案兼容。为此，本发明利用原型滤波器的时间和频率局部性，将频域均衡化和FBMC解调巧妙地组合到一个通用处理中，以提出一种低复杂度的可适用的FBMC接收机实现方式。

为此，本发明公开了一种FBMC均衡化和解调单元，其用于处理包括FBMC符号的FBMC信号，每个FBMC符号包括被映射到M个子载波上、以因子K过采样、通过原型滤波器滤波并被转换到时域中的数据。取决于实现方式选择，在对得到的经调制的信号没有损害的情况下，由发射机执行这些操作的次序可以不同。根据本发明的FBMC均衡化和解调单元包括：

-频域转换单元，其被配置为将包括至少一个FBMC符号的P*KM个样本的块转换为频域样本，其中，P为大于1的整数，

-均衡器单元，其被配置为将所述频域样本与根据传播信道估计计算出的一个或多个系数相乘，

-至少一个圆周卷积单元，其被配置为在所述经均衡化的样本的子集与经频移的版本的原型滤波器的频域响应之间执行P个圆周卷积，以及

-加法器，其用于对P个圆周卷积中的每一个的对应的输出进行求和。

根据本发明的实施例，FBMC均衡化和解调单元还包括下采样单元，该下采样单元被配置为以因子K对加法器的输出进行下采样。

在根据本发明的FBMC均衡化和解调单元的实施例中，P被选择为使得由频域转换单元处理的信号包括N_s个FBMC符号，其中，N_s大于或等于二，该单元还包括线性相位旋转器，该线性相位旋转器被配置为在由均衡器单元处理频域样本之前在频域样本上执行线性相位旋转。

应用于频域样本上的线性相位旋转等于

其中，k是频域样本的索引，n_s∈[1，N_s]是由频域转换单元处理的信号中的FBMC符号的索引。

根据FBMC均衡化和解调单元根据本发明的发展，圆周卷积单元从0到P-1编号，圆周卷积单元编号l取均衡器单元的P个输出中的从输出l开始的一个输出作为输入。

在根据本发明的FBMC均衡化和解调单元中，在圆周卷积单元编号l中使用的经频移的版本的原型滤波器的频域响应G_l由以下公式给出：

其中，p∈[0，L-1]。

有利地，频域转换单元被配置为执行快速傅里叶变换。

有利地，由均衡器单元使用的系数是使用迫零或最小均方误差技术根据传播信道估计计算出的。

根据FBMC获取和解调单元根据本发明的实施例，其中，FBMC信号由多个用户发送，每个用户与重叠因子K_u、过采样因子P_u以及子载波的数量T_u相关联，其中，T_u≤M，该均衡器单元被配置为取决于所考虑的用户取P_u*K_uT_u个样本作为输入。

根据本发明的另一方面，提供了一种接收机，该接收机包括根据本发明的任一实施例的FBMC获取和解调单元。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于均衡化并解调FBMC信号的方法。FBMC信号包括FBMC符号，每个FBMC符号包括被映射到M个子载波上、以因子K过采样、通过原型滤波器滤波并被转换到时域中的数据。根据本发明的方法包括以下步骤：

-将包括至少一个FBMC符号的P*KM个样本的块转换为频域样本，其中，P为大于1的整数，

-通过将所述频域样本与根据传播信道估计计算出的一个或多个系数相乘来使所述频域样本均衡化，

-在所述经均衡化的样本的子集与经频移的版本的原型滤波器的频域响应之间执行P个圆周卷积，以及

-对P个圆周卷积中的每一个的对应的输出进行求和。

根据本发明的另一方面，提供了一种适于实现用于均衡化并解调FBMC信号的所述方法的计算机程序，以及包含计算机程序的计算机可读介质。

附图说明

根据以下对多个示例性实施例及其附图的描述，将更好地理解本发明，并且本发明的各种特征和优点将呈现，其中：

-图1表示在现有技术的FBMC传输中对符号进行过采样、滤波和重叠的步骤；

-图2a和图2b分别表示现有技术的FBMC/OQAM传输中的符号排序以及对符号进行过采样、滤波和重叠的步骤；

-图3a和图3b分别表示根据现有技术的PPN-FBMC/OQAM发射机和接收机实现方式；

-图4a表示根据现有技术的FS FBMC/OQAM发射机实现方式；

-图4b详细描述了根据现有技术的FS FBMC接收机的实现方式，着重于与均衡化和FBMC解调相关的部分；

-图5a表示FBMC接收机实现方式，其中均衡化过程在滤波过程之前且独立于滤波过程执行，如根据现有技术已知的，这在图5b中更详细地表示；

-图6a和图6b分别表示IFFT和所述IFFT的时间抽取分解，如根据现有技术已知的；

-图7a和图7b表示根据本发明的FBMC均衡化和解调单元的两个实施例；

-图8表示根据本发明的FBMC均衡化和解调单元的用于同时处理整个帧的另一实施例；

-图9表示根据本发明的FBMC均衡化和解调单元的用于同时处理多个用户的另一实施例；以及

-图10表示根据本发明的实施例的方法FBMC均衡化和解调方法的流程图。

在本说明书中公开的示例仅是本发明的一些实施例的说明。

具体实施方式

本发明提出修改图5b中的重叠保存FBMC接收机的可能在实践中难以实现的处理，以便降低其复杂度。重叠保存接收机的经典实现方式将考虑其值大约为1.1到4(这取决于传播信道的延迟扩展)的P比率，本发明提出使用其值为整数的P比率。实际上，虽然初始FFT的复杂度将受到这种过大的P比率的影响，但是这使得可以对接收机的连续计算进行主要的简化。

实际上，通过使用是整数的P比率，可以使用时间抽取方法(DIT)将大小为N＝PL的IFFT 530分解为大小为L的P个IFFT，加上应用旋转因子并对P个IFFT的输出进行求和的一个附加阶段。

图6a表示标准的IFFT，取N＝PL个频域样本X(0)至X(N-1)作为输入，将这些样本转换为时域样本x(0)至x(N-1)。IFFT 601的输出x(m)可以被表述为：

k和m分别是变换的输入和输出的索引。

图6b表示图6a的IFFT 601，现在考虑时间抽取分解。大小为PL的IFFT601可以被分解为大小为L＝N/P的P个IFFT 610、611。IFFT从0到P-1编号，IFFT编号l取具有步长P的样本X(l)至X(l+(L-1).P-1)作为输入，并且l∈[0；P-1]。取决于计算出的输出x(m)的索引的旋转因子W_l(m)620被应用于IFFT的适当输出，并且对结果进行求和。输出x(m)可以被表述为：

并且

将时间抽取分解应用于图5b的FFT 530，要由滤波阶段处理的样本x(0)至x(L-1)可以被表述为：

以及

在下文中，将使用以下符号：

以及

图5b的FBMC接收机的下一阶段包括滤波540，其对应于通过原型滤波器g(m)对样本x(m)进行加窗，以及通过大小为L的FFT 550将滤波的输出转换到频域。

考虑到先前的等式，FFT 550的输出Y(k)可以被表述为：

因此可以推断出，在滤波阶段540之后，FFT 550的每个输出可以被看作是P个等效FBMC滤波器的总和，其中，每个等效FBMC滤波器处理大小为L的IFFT的输出与线性相位旋转项

相乘。

线性相位旋转项

可以被看作是载波-频率偏移，由于原型滤波器的时间和频率局部性，可以将该线性相位旋转项整合到频域中：/>

其中：

并且Ω是其中经频移的原型滤波器的频率响应不为零的系数索引的集合，该系数索引属于区间[0，l-1]。

可以使用具有滤波器系数G_l(p)的圆周卷积运算来计算滤波阶段。此时，IFFT 530被分解为大小为L的P个IFFT，P个IFFT的输出直接连接到等效于FFT 550的大小也为L的P个FFT的输入。因此，所有大小为L的FFT和IFFT可以从实现方式中移除，这将导致以下等式：

系数G_l可以通过以下操作计算：

·考虑原型滤波器的脉冲响应，

·将线性相位旋转

应用于脉冲响应，并且

·将傅里叶变换应用于经旋转的脉冲响应。

有利地，由于原型滤波器的频率局部性，因此可以通过将其值不重要的所有系数(即，其值低于最高系数的某个百分比(例如，1％))设置为零来简化这些系数。

因此，在根据本发明的FBMC接收机中，图5b的以下处理：

·执行大小为N的IFFT，

·丢弃IFFT 530的无用输出531，

·通过滤波器g(m)对IFFT 530的其余输出进行滤波540，

·使用FFT 550在频域中转换滤波的结果，

可以被替换为：

·在FFT 510的特定输出与向量G_l之间的P个圆周卷积，这是对应用了载波移位旋转的原型滤波器g(m)的频域变换，以及

·在圆周卷积的输出之间进行求和。

图7a表示根据本发明的FBMC均衡化和解调单元的实施例。

对包括感兴趣的FBMC符号的样本执行大小为N＝PL的初始FFT 710，其中L为过采样的FBMC符号的大小，并且P为大于1的整数。FFT的目的是将接收到的信号转换到频域。就实现方式而言，使用FFT是有利的，但是离散傅里叶变换将提供相同的结果。使用单抽头均衡器或多抽头均衡器使FFT 710的输出均衡化720。与图5b相反，一旦频域中的样本被均衡化，这些样本就不会转换回时域中，而是由执行大小为L的圆周卷积的P个单元(730、731)处理。

索引l(l∈[0，P-1])归因于执行圆周卷积的每个单元。单元编号l取输出编号l、l+P、l+2P、……、l+(L-1)P作为输入，并且在所述输入与向量G_l之间执行卷积，其中G_l(p)由根据已经描述的等式的原型滤波器计算出：

为了计算样本Y(k)，对圆周卷积单元中的每一个的第k个输出进行求和(740)。然后，由最终的下采样器750以因子K对这些Y(k)进行下采样。

图7b表示根据本发明的FBMC均衡化和解调单元的另一实施例，其中已经移除了下采样的最终阶段。实际上，通过简单地计算针对在下采样阶段之后要保留的子载波(即，作为重叠因子K的倍数的子载波k)的Y(k)(771、772、773、774)，可以很容易地抑制该阶段。

根据本发明的FBMC均衡化和解调单元与任何FBMC方案(QAM、OQAM或任何其他方案)兼容，并且可以针对任何原型滤波器长度来实现。由于基于重叠保存技术，因此该FBMC均衡化和解调单元响应于与使用短原型滤波器相关的循环平稳性的缺乏，这种滤波器对于实现低时延传输是必不可少的。

在现有技术实现方式中(例如，在图4b的FS-FBMC接收机或图5b的重叠保存FBMC接收机中)，FFT 460和FFT 550的大小具体为L＝KM。因此，实现方式限于使用单一类型的原型滤波器，并且必须在接收机链中实现多个FBMC处理链来处理各种原型滤波器，每个原型滤波器由大小L、重叠因子K和系数定义G_l定义。另外地，由于L＝KM，所以现有技术实现方式不能支持多个子载波间隔(与M相关)。在根据本发明的FBMC均衡化和解调单元中，只要对于每个原型滤波器而言，N是L的倍数，就可以支持多个原型滤波器。实际上，执行滤波的卷积的架构仅取决于具有最高数量的系数G_l的原型滤波器。对于具有较少数量的系数的原型滤波器，添加空系数以符合该架构。此外，由于N是固定的，并且N＝PL，因此要执行的圆周卷积单元的数量(P)仅取决于原型滤波器大小L。因此，取决于执行解调所要求的卷积的数量，可以通过启用或禁用圆周卷积单元的处理来支持多个滤波器大小。另外地，可以通过简单地适配下采样单元750来支持多个重叠因子K。因此，只要在P为整数的情况下N＝PL，相同的接收机实现方式就可以处理多个FBMC方案(原型滤波器的大小、重叠因子和/或系数)。因此，根据本发明的FBMC接收机适合5G通信期望的适用性的要求。

根据本发明的FBMC均衡化和解调单元可以在多种硬件/软件架构上实现。

在各种可能的实现方式中，所要求的各种单元(FFT、圆周卷积单元、求和器)可以嵌入到单个计算机器上，例如，软件可重新编程的计算机器(微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、图形处理单元(GPU)……)、专用计算机器(现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)……)或任何其他合适的设备。

所要求的各种单元还可以通过计算机应用程序或服务被实现为应用编程接口(API)、库和/或其他计算机程序产品或这种实体的任何组合。

本公开的主题包括本文公开的各种过程、***和配置以及其他特征、功能、动作和/或属性的所有新颖的和非显而易见的组合和子组合，以及其任何和所有等效物。

根据本发明的FBMC均衡化和解调单元可以被嵌入到接收机中，从而从负责将信号转换为中频或基带的天线和RF链接收信号，并且将经均衡化且经解调的数据递送到负责计算接收发送的数据所要求的随后的算法的单元，例如，QAM或OQAM解调器、错误码解码器和/或OSI层的在PHY层上方的功能。FBMC均衡化和解调单元也可以嵌入到独立设备中，该独立设备被配置为取中频或基带信号作为输入，并向另一接收设备提供经均衡化且经解调的数据。

与图5b的实现方式相比，根据本发明的FBMC均衡化和解调单元实现方式以P个圆周卷积单元730、731和L个加法器740为代价，节省了大小为N＝PL的一个IFFT 530、大小为L的一个FFT 550和长度为L的一个滤波器540。

可以通过使圆周卷积并行化以优化性能，或者通过依次使用单个圆周卷积单元以优化实现成本来实现根据本发明的接收机。另外地，当所考虑的方案是FBMC/OQAM方案时，仅在圆周卷积的输出处处理信号的实数(或虚数)部分。由于滤波器的系数为常数，因此乘法可以通过仅加法器的方式实现，这进一步降低了实现复杂度。

由圆周卷积使用的向量G_l不一定针对每次迭代进行计算，并且可以是与存储在可以由圆周卷积单元访问的存储器中的特定FBMC方案相关联的参数的集合。

图8表示根据本发明的FBMC均衡化和解调单元的另一实施例，其中在包括多个FBMC符号的块上执行初始FFT 810。在图8的示例中，使用FBMC/OQAM方案发送符号，使得连续的FBMC符号在QAM样本的实数部分或虚数部分上发送，并且从FBMC符号的一半移位。在该说明性示例中，P被选择为大于或等于4，使得由初始FFT处理的样本的块包括七个FBMC/OQAM符号，这七个符号是在复杂度、时延和频谱效率之间的良好折中。使用QAM或在子载波上映射的任何其他数据、由初始FFT考虑的其他数量的符号或其他块大小，可以容易地将该实施例转换为各种FBMC方案。

在图8的实施例中，针对包括在由大小为N＝PL的FFT 810考虑的块中的FBMC符号中的每一个，计算经均衡化且经解调的样本Y(k)。出于这个目的，在FFT 810与均衡化阶段820之间将线性相位旋转811应用于频域样本。该线性相位旋转是应用于接收机频域样本的圆周时移，并且取决于所考虑的符号进行计算。应用于每个子载波的相位旋转为

其等于/>

其中n_s∈[1，N_s]是经处理的数据块中的FBMC符号的索引，N_s是经处理的数据的块中的FBMC符号的数量。

FBMC均衡化和解调单元的随后阶段与图7a的那些阶段相同：

·使FFT 810的输出均衡化的阶段820，

·在FFT 810的输出与向量G_l之间执行P个圆周卷积830、831的阶段，

·对P个圆周卷积的输出进行求和840以计算经均衡化且经解调的样本Y(k)的阶段，以及

·以因子K对Y(k)进行下采样的阶段850。

如图7b中示出的，可以通过在对圆周卷积单元的输出进行求和的阶段840期间直接计算下采样的样本Y_DS(k)来有利地抑制下采样的阶段850。

有利地，线性相移811可以连同均衡化一起应用于相移和均衡化的单个阶段812中。因此，在该阶段应用于输出X(k)的相移等于

/>

根据本发明的FBMC接收机实现方式的该实施例仅使用一个FFT来解调在所发送的块中的所有FBMC符号，因此降低了计算复杂度。

为了在实现复杂度方面量化本发明提供的增益，已经在具有原型滤波器长度M的不同值且K＝2的重叠因子的FBMC/OQAM方案上进行了某些测量。已经在实现如图5a中描述的重叠保存技术、图7b中呈现的本发明的实施例以及图8中呈现的本发明的实施例的标准FS-FBMC接收机上进行了测量。

在第一场景中，M＝2048：

在第二场景中，M＝512：

从以上测量可以看出，取决于所考虑的本发明的实施例，与现有技术相比，FBMC接收机的实现成本可以降低几乎90％。

还必须注意，由于根据本发明的FBMC接收机实现方式符合各种FBMC符号大小，因此该FBMC接收机实现方式非常适合于多用户传输，其中潜在地使用不同的FBMC方案(所分配的子载波的数量和重叠因子)将不同的子载波分配给不同的用户。

在下文中，认为对于每个用户u，在表示(已分配或未分配)子载波总数的M_u中分配了一组T_u个子载波。通常，M_u与子载波间隔ΔF_u＝M_u/F_s相关，其中F_s是采样频率，假设该采样频率针对所有用户都相同。此外，针对每个用户u考虑重叠因子K_u。因此，这些用户使用不同的原型滤波器，每个原型滤波器的长度等于L_u＝M_uK_u个样本，并且具有对应于Δ_u系数的频率响应G_u。通过仅考虑G_u的重要系数，可以有利地减少系数Δ_u的数量。在接收机侧，由于原型滤波器的频率局部性，如果用户在单独的频率上发送数据，则在用户之间不存在干扰。

利用根据现有技术的FBMC接收机，使用不同的FBMC方案处理多个用户要求每个方案一个接收机的实现方式。考虑例如图3b的PPN-FBMC接收机，在FFT之前在时域中实现滤波。因此，要求每个原型滤波器一个实现方式来处理具有不同方案的FBMC信号。考虑图4b的FS-FBMC接收机，所考虑的FBMC符号的大小对FFT 460的大小具有直接影响，该FFT 460对于每个FBMC方案必须进行复制。考虑图5b的重叠保存接收机，均衡器部分对于各种FBMC方案可能是通用的，但是FBMC解调器部分508取决于FBMC符号的大小。

本发明允许考虑单个接收机实现方式处理每个用户，这大大降低了其实现成本。

图9表示根据本发明的一个实施例的FBMC均衡化和解调单元实现方式的另一实施例，其易于使用(或不使用)各种FBMC方案来处理来自不同用户的信号。

该接收机包括第一FFT 910，该第一FFT 910的大小N是所有原型滤波器长度的整数倍：

这表示无论u是什么，都存在满足公式N＝P_u L_u的P_u。

根据本发明的FBMC多用户接收机独立地处理每个用户(920、930)，但是可以针对每个FBMC方案使用相同的FBMC接收机实现方式。为此，必须如下取决于每个用户传输的参数来配置FBMC接收机实现方式：

-将考虑P_u个圆周卷积。如先前所见，取决于实施例，P_u个圆周卷积可以由依次执行P_u个圆周卷积的一个圆周卷积单元、由并行工作的P_u个圆周卷积单元或由其组合来处理。

-P_u个圆周卷积被配置为处理系数G_l,u的集合，其中l是圆周卷积的索引。G_l,u是根据原型滤波器计算出的，或者是从存储器中取回的，并且是经频移的版本的原型滤波器的频域响应；

-下采样因子必须被设置为K_u。

这些修改是相同实现方式的不同参数，除了FFT 910之外，该实现方式还包括选择归因于所考虑的用户的一定数量的子载波的阶段，以及在所述子载波上执行频域均衡化的阶段(921)，对经均衡化的样本执行P_u个圆周卷积的阶段(922、923)，将P_u个圆周卷积的对应输出相加的阶段(924)，以及以因子K_u对结果进行下采样的阶段(925)。通过仅在P_u个圆周卷积的K_u个输出上加一，可以避免进行下采样。通过选择与被分配给有关用户的原始T_u个子载波相对应的P_uK_uT_u个上采样的子载波来完成选择归因于所考虑的用户的一定数量的子载波的步骤。

根据本发明的FBMC多用户接收机可以用于针对共享最低总数的子载波(M_min＝min(M_u)，称为基本FBMC符号)的所有用户解调FBMC符号。然后，具有较高M_u值的FBMC符号可以各自被解调为M_u/M_min个基本FBMC符号。假设M_u/M_min是整数，这是通常的情况，因为否则这将使帧结构复杂化。

有利地，当针对每个用户帧长度相同时，根据本发明的FBMC接收机可以与图8中呈现的实施例组合，以便仅考虑一个FFT 910来针对每个用户处理帧的所有FBMC符号。

本发明还提出一种对应的方法，以在接收机中均衡化并解调FBMC信号。图10表示根据本发明的实施例的这种方法的流程图。

该方法要在FBMC信号上进行处理，其中样本被映射到M个子载波上。在子载波中，一些子载波专用于数据符号的映射，而另一些子载波专用于导频序列的映射，或者保留为空(保护子载波或未使用的子载波)。M个子载波在时域中进行转换，以因子K进行过采样，并且通过原型滤波器进行滤波。无论原型滤波器的大小和过采样比率是什么，根据本发明的方法都显示出良好的性能，并且只要在该方法的第一步骤期间执行的初始FFT的大小是原型滤波器长度的倍数，则该方法符合各种FBMC符号大小。在接收到的信号上使接收机在时间和频率上同步以及计算使信号均衡化所要求的传播信道估计和对应的向量的预备步骤是要求的并且被认为已实现，这些步骤不是本发明的方法目的的一部分。

该方法包括在频域中转换接收到的信号的块的第一步骤1001，所述块包括要被执行均衡化和解调的FBMC符号。出于实现方式的目的，应当考虑快速傅里叶变换来有利地实现该转换。块的大小为N＝PKM，其中P是大于1的整数。该方法还包括通过将每个频域样本与根据传播信道估计计算出的一个或多个系数相乘来使频域样本均衡化的步骤1002。有利地，可以使用迫零或最小均方误差技术来计算系数。

该方法还包括在经均衡化的样本的子集与经频移的版本的原型滤波器的频域响应之间执行P个圆周卷积的步骤1003。执行圆周卷积的每个单元使用输入的不同集合。例如，圆周卷积单元编号l取均衡器单元的P个输出中的从输出l开始的一个输出作为输入。每个单元在经均衡化的样本的集合与系数的不同集合之间执行圆周卷积。例如，圆周卷积单元编号l将经均衡化的样本与经频移的版本的原型滤波器的频域响应G_l相关，G_l由以下公式给出：

其中p∈[0，L-1]。

该方法还包括对P个圆周卷积单元的输出进行求和以计算经均衡化且经解调的样本Y(k)的步骤1004。Y(k)是通过对P个圆周卷积单元的输出k进行求和获得的。然后，以因子K对Y(k)进行下采样以取回下采样的样本Y_DS(k)。有利地，可以通过仅针对K的倍数的索引k计算样本Y(k)来取回样本Y_DS(k)。

在根据本发明的FBMC均衡化和解调过程的另一实施例中，可以添加附加的步骤。在该实施例中，选择由频率转换单元处理的样本的块，以便包括多个FBMC符号。在该实施例中，要求单个频率转换来均衡化并解调经处理的样本的块中包括的所有FBMC符号，这在所要求的处理能力方面是有利的。

在该实施例中，在圆周卷积处理之前，添加了将线性转换应用于经均衡化的样本的步骤1005。应用于经均衡化的样本k的线性转换为

其中n_s∈[1，N_s]是在经处理的信号的块中的所考虑的FBMC符号的索引，并且N_s是经处理的信号的块中包括的FBMC符号的数量。

通过针对每个用户考虑多个圆周卷积和取决于原型滤波器的圆周卷积的参数，根据本发明的方法可以用于处理多个用户。

根据本发明的方法可以采取可从计算机可用或计算机可读介质访问的计算机程序产品的形式，该计算机可用或计算机可读介质提供程序代码以供计算机或指令执行***使用或与其结合使用。计算机可用或计算机可读可以是可以包含、存储、传送、传播或传输程序以供指令执行***、装置或设备使用或与其结合使用的任何装置。介质可以是电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体***(或装置或设备)或传播介质。

虽然已经通过对各种示例的描述示出了本发明的实施例，并且虽然已经以相当多的细节描述了这些实施例，但是申请人并不旨在将所附权利要求书的范围限定或以任何方式限制于此类细节。因此，本发明在其更宽泛的方面不限于所示出和描述的具体细节、代表性方法和说明性示例。

Claims

1.一种FBMC均衡化和解调单元，其用于处理包括FBMC符号的FBMC信号，每个FBMC符号包括被映射到M个子载波上、以因子K过采样、通过原型滤波器滤波并被转换到时域中的数据，所述FBMC均衡化和解调单元包括：

-频域转换单元(710)，其被配置为将包括至少一个FBMC符号的P*KM个样本的块转换为频域样本，其中，P为大于1的整数，

-均衡器单元(720)，其被配置为将所述频域样本与根据传播信道估计被计算出的一个或多个系数相乘，

-至少一个圆周卷积单元(730、731)，其被配置为在所述经均衡化的样本的子集与经频移的版本的所述原型滤波器的频域响应之间执行P个圆周卷积，以及

-加法器(740)，其用于对所述P个圆周卷积中的每一个的对应的输出进行求和。

2.根据权利要求1所述的FBMC均衡化和解调单元，还包括下采样单元(750)，所述下采样单元(750)被配置为以因子K对所述加法器的输出进行下采样。

3.根据前述权利要求中任一项所述的FBMC均衡化和解调单元，其中，P被选择为使得由所述频域转换单元处理的所述信号包括N_s个FBMC符号，其中，N_s大于或等于二，所述单元还包括线性相位旋转器(811)，所述线性相位旋转器(811)被配置为在由所述均衡器单元处理所述频域样本之前在所述频域样本上执行线性相位旋转。

4.根据权利要求3所述的FBMC均衡化和解调单元，其中，被应用于所述频域样本上的所述线性相位旋转等于

其中，k是所述频域样本的索引，n_s∈[1，N_s]是由所述频域转换单元处理的所述信号中的FBMC符号的索引。

5.根据权利要求1至2中的一项所述的FBMC均衡化和解调单元，其中，所述圆周卷积单元从0到P-1编号，圆周卷积单元编号l取所述均衡器单元的P个输出中的从输出l开始的一个输出作为输入。

6.根据权利要求5所述的FBMC均衡化和解调单元，其中，在所述圆周卷积单元编号l中使用的经频移的版本的所述原型滤波器的所述频域响应G_l由以下公式给出：

其中，p∈[0，L-1]，L＝KM，并且g(m)是所述原型滤波器的脉冲响应的系数。

7.根据权利要求1至2中的一项所述的FBMC均衡化和解调单元，其中，所述频域转换单元被配置为执行快速傅里叶变换。

8.根据权利要求1至2中的一项所述的FBMC均衡化和解调单元，其中，由所述均衡器单元使用的所述系数是使用迫零或最小均方误差技术根据传播信道估计被计算出的。

9.根据权利要求1至2中的一项所述的FBMC均衡化和解调单元，其中，所述FBMC信号由多个用户发送，其中，所述FBMC符号的所述M个子载波之中的数量为T_u的子载波被分配给所述多个用户中的每个用户。

10.一种接收机，其包括根据权利要求1至9中的一项所述的FBMC均衡化和解调单元。

11.一种用于均衡化并解调FBMC信号的方法，所述FBMC信号包括FBMC符号，每个FBMC符号包括被映射到M个子载波上、以因子K过采样、通过原型滤波器滤波并被转换到时域中的数据，所述方法包括以下步骤：

-将包括至少一个FBMC符号的P*KM个样本的块转换(1001)为频域样本，其中，P为大于1的整数，

-通过将所述频域样本与根据传播信道估计被计算出的一个或多个系数相乘来使所述频域样本均衡化(1002)，

-在所述经均衡化的样本的子集与经频移的版本的所述原型滤波器的频域响应之间执行(1003)P个圆周卷积，以及

-对所述P个圆周卷积中的每一个的对应的输出进行求和(1004)。

12.一种用于均衡化并解调FBMC信号的设备，包括：

-存储器，其用于存储指令；

-处理器，其耦合到所述存储器，所述指令由所述处理器执行以实现权利要求11所述的方法。

13.一种具有指令的计算机可读介质，所述指令在由处理器执行时，使得所述处理器执行根据权利要求11所述的方法。