CN111884535B - 高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略 - Google Patents

高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略，包含SPWM和SPWPM调制策略，根据相位φ进行判定，当相位φ的绝对值越大时，当相位φ＝0°时，混合调制策略退化为单一的SPWPM调制策略，当相位φ＝90°，混合调制策略退化为单一的SPWM调制策略时。当0°<φ<90°时，两种调制策略交替进行，并且两种调制策略可以无缝衔接。与传统SPWPM调制策略相比能够抑制电压尖峰的产生，提高全桥全波高频脉冲交流环节逆变器的可靠性和寿命，与带有源箝位电路的全桥全波高频脉冲交流环节逆变器相比，简化了电路结构，减小了功率损耗，节省了电路开支。

Description

高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略
技术领域
本发明涉及一种高频脉冲交流环节逆变器调制策略，属于隔离型直流-交流(DC-AC)变换器技术领域。
背景技术
由于化石能源对环境影响大、成本逐渐提高，新能源的应用逐渐受到人们的重视。新能源的应用过程中注重体积、成本和效率，这对电源变换器的研究提出了更加严格的要求。高频脉冲交流环节逆变器(high-frequency-link HFL)与传统SPWM的DC-AC变换器相比，传统的DC-AC变换器有体积大的电容和笨重的工频变压器，高频脉冲交流环节逆变器通过高频变压器实现电流的隔离，这提高了逆变器的功率密度、减轻了逆变器的功率密度。高频脉冲交流环节逆变器在近些年被广泛应用于不间断电源***，可再生能源传输模块，电动车电池充电装置，音频功率放大器和潜艇和飞机等需要高效率和高功率密度的场景。
参照图1，单相全桥全波高频脉冲交流环节逆变器拓扑由高频逆变器、高频变压器、周波变换器和滤波器四个部分组成。开关Q1、Q2、Q3、Q4构成高频逆变器将直流电转换为高频交流电；变压器T构成高频变压器，将变压器原边副边隔离；开关S1、S2、S3、S4构成周波变换器，将高频交流电转换为工频交流电，使能量在输入和输出双向流动；滤波器由滤波电感L1和滤波电容C1构成，用于滤除高次谐波电压。
参照图2，传统高频脉冲交流环节逆变器调制采用单极性SPWPM(SinusoidalPulse Width Phase Modulation)调制策略。在SPWPM调制策略下，由于变压器原边电压u(3)(4)相邻的正负脉冲伏秒积相互抵消，故变压器磁通密度始终保持在一个比较低的值，变压器工作在高频状态下，变压器截面积小。但是采用SPWPM调制策略也会带来一系列的问题，变压器漏电感电流会中断，会在第十节点10和十二节点12两端电压u(10)(12)产生高电压尖峰，可以增加周波变换器开关的开通时间抑制高电压的产生。尽管如此，当电路工作在如图2第一区域u(10)(12)>0,或者第三区域u(10)(12)<0,/>时，由于变压器存在漏感和开关管存在寄生电容的原因，周波变换器开关断开，变压器漏感电流中断，变压器副边会产生电压尖峰，这通常会使得MOS管产生雪崩击穿。可以采用有源箝位电路(Active VoltageClamper ACC)可以用来抑制电压尖峰，但是有源箝位电路也会使变换器的结构更加复杂，提高了电路的成本同时也增加了电路的体积。
因此需要寻求一种可以降低电路成本的同时抑制电压尖峰的调制策略，尽可能的平衡经济成本和输出电能质量，并对新能源的应用起着推动作用。
发明内容
要解决的技术问题
为了克服现有SPWPM调制策略由于周波变换器开关断开导致变压器漏感电流中断产生高电压尖峰的缺点，同时降低电路成本，提高高频脉冲交流环节逆变器的功率密度。本发明提出一种高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略。
技术方案
一种高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略，所述的高频脉冲交流环节逆变器包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管S1、第六开关管S2、第七开关管S3、第八开关管S4、第一电感L1、第一电容C1、负载R1和变压器，第一开关管Q1的漏极、第三开关管Q3和电源正极连接于第一节点，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极和变压器原边同名端连接于第三节点，第二开关管Q2的源极与第四开关管Q4的源极和电源的负极连接于第二节点，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极和变压器原边异名端连接于第四节点，第五开关管S1的漏极与变压器副边第一绕组同名端连接于第五节点，第六开关管S2的源极和第五开关管S1的源极连接于第八节点，第七开关管S3的漏极与变压器副边第二绕组异名端连接于第七节点，第七开关管S3的源极和第八开关管S4的源极连接于第九节点，第六开关管S2的漏极与第八开关管S4的漏极和第一电感L1的一端连接于第十节点；第一电感L1的另一端与第一电容C1的一端和负载R1的一端连接于第十一节点，第一电容C1的另一端和负载R1的另一端连接于第十二节点，第十二节点接地，电容的另一端与变压器副边第一绕组异名端、变压器副边第二绕组的同名端和负载的另一端连接于第六节点，其特征在于：当时，采取SPWM调制方式，其中u(10)(12)为第十节点、第十二节点两点的电压u(10)(12)，/>为第一电感L1的电流；当/>时，采取SPWPM调制方式；即计算相位/>
取φ0≥φ，令：
其中，T为u(10)(12)的工作周期，将一个工作周期T分成如下5个阶段：当0<t<ta时，采用SPWM调制策略，当ta<t<tb时，采用SPWPM调制策略，当tb<t<tc时，采取SPWM调制，当tc<t<td时，采用SPWPM调制策略，最后当td<t<T时，选择SPWM调制策略。
有益效果
本发明提出的一种高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略，与传统SPWPM调制策略相比能够抑制电压尖峰的产生，提高全桥全波高频脉冲交流环节逆变器的可靠性和寿命，与带有源箝位电路的全桥全波高频脉冲交流环节逆变器相比，简化了电路结构，减小了功率损耗，节省了电路开支。
附图说明
图1为单相全桥全波高频脉冲交流环节逆变器拓扑
图2为传统SPWPM调制策略主要波形图
图3为新型混合调制策略主要波形图
图4为单一SPWPM调制策略变压器磁通密度变化图
图5为单一SPWM调制策略变压器磁通密度变化图
图6为在SPWM和SPWPM调制策略变压器磁通密度变化图
图7为在混合调制策略下电路工作于SPWM调制策略主要波形图
图8为主电路模态0工作原理图
图9为主电路模态1工作原理图
图10为主电路模态2工作原理图
图11为主电路模态3工作原理图
图12为在混合调制策略下电路工作于SPWPM调制策略主要波形图
图13为主电路模态4工作原理图
图14为主电路模态5工作原理图
图15为主电路模态6工作原理图
图16为主电路模态7工作原理图
图17为主电路模态8工作原理图
图18为主电路模态9工作原理图
图1中Q1～Q4为高频逆变器MOS管；S1～S4周波变换器MOS管；T为高频变压器；L1为滤波电感；C1为滤波电容；R1为负载电阻；图2、3中Q1、Q3、S1、S2、S3、S4分别为MOS管Q1、Q3、S1、S2、S3、S4的外加栅极电压信号，为MOS管Q2、Q4的外加栅极电压的非信号；u(3)(4)为第三节点3、第四节点4两点间的电压；u(10)(12)为第十节点10、第十二节点12两点间的电压；/>为流过滤波电感L1的电流；图7、12中Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2、S3、S4分别为MOS管Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2、S3、S4的外加栅极电压信号，u(3)(4)为第三节点3、第四节点4两点间的电压；iLkp、iLks1、iLks2分别为为流过变压器T漏感Lkp、Lks1、Lks2的电流；图8～11和13～18中Q1～Q4为高频逆变器MOS管；S1～S4周波变换器MOS管；T为高频变压器；L1为滤波电感；C1为滤波电容；R1为负载电阻，Lkp、Lks1、Lks2分别为变压器原边漏感、变压器副边第一绕组漏感、变压器副边第二绕组漏感。
具体实施方式
现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：
如图1所示，这是一种现有的全桥全波高频脉冲交流环节逆变器，第一开关管Q1的漏极、第三开关管Q3和电源正极连接于第一节点1，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极和变压器原边同名端连接于第三节点3，第二开关管Q2的源极与第四开关管Q4的源极和电源的负极连接于第二节点2，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极和变压器原边异名端连接于第四节点4。第五开关管S1的漏极与变压器副边第一绕组同名端连接于第五节点5，第六开关管S2的源极和第五开关管S1的源极连接于第八节点8，第七开关管S3的漏极与变压器副边第二绕组异名端连接于第七节点7，第七开关管S3的源极和第八开关管S4的源极连接于第九节点9，第六开关管S2的漏极与第八开关管S4的漏极和第一电感L1的一端连接于第十节点10。第一电感L1的另一端与第一电容C1的一端和负载R1的一端连接于第十一节点11，电容的另一端与变压器副边第一绕组异名端、变压器副边第二绕组的同名端和负载的另一端连接于第六节点6，第一电容C1的另一端和负载R1的另一端连接于第十二节点12，第十二节点12接地。
参照图1，第十一节点10和第十二节点12两点的u(10)(12)电压与电感L1的电流的传递函数关系为：
传递函数H(s)的相位为：
当相位φ＝0时，电阻R1的取值为：
其中ω为输出电压基波的角频率，由式(3)可知相位函数∠H(s)当L1、C1值不变时为关于电阻R1的增函数，当电阻R1的值越大时相位值越大，当R1的值越小时相位值越小。
参照图2传统高频脉冲交流环节逆变器的调制策略，通过计算得到的φ可以在一个调制波周期内根据u(10)(12)和iL1正负关系将其分成四个部分：第一区域u(10)(12)>0,iL1<0，第二区域u(10)(12)>0,iL1>0，第三区域u(10)(12)<0,iL1>0，第四区域u(10)(12)<0,iL1<0。当电路工作在第一区域u(10)(12)>0,iL1<0时，由于电感电流iL1<0与开关S2、S4寄生二极管方向相反，开关S2、S4的关断会对变压器漏感电流硬关断，在第十节点10和第十二节点12两点产生电压尖峰；当电路工作在第二区域u(10)(12)>0,iL1>0时，由于电感电流iL1>0与开关S2、S4体二极管方向相同，故开关S2、S4的关断时，变压器漏感电流会通过开关S2、S4体二极管续流，不会在第十节点10和第十二节点12两点产生电压尖峰。同理第三区域u(10)(12)<0,iL1>0会在第十节点10和第十二节点12两点产生电压尖峰，第四区域u(10)(12)<0,iL1<0不会在第十节点10和第十二节点12两点产生电压尖峰。
不会在第十节点10和第十二节点12两点产生电压尖峰的条件为：
参照图3，本发明调制策略包含SPWM和SPWPM调制策略，当时，采取SPWM调制方式，如图中白色区域；当/>时，采取SPWPM调制方式，如图中灰色区域所示。当式(2)中相位φ的绝对值越大时，表示第十节点10和第十二节点12两点电压的基波与电感L1的电流/>的基波相位差越大，也表明需要增加SPWM调制策略时间的占比；反之减小SPWM调制策略时间的占比。当相位φ＝0°时，混合调制策略退化为单一的SPWPM调制策略，当相位φ＝90°，混合调制策略退化为单一的SPWM调制策略时。当0°<φ<90°时，两种调制策略交替进行，并且两种调制策略可以无缝衔接。
根据法拉第定律变压器的磁通密度有如下关系式：
其中ΔB为变压器磁通密度的变化量，V为变压器原边的电压，Ton为开关管开通的时间，Ae为有效磁芯截面积，N为变压器匝数。这表明当参数V、Ae、N不变时，开关管开通时间越长变压器磁通密度越大。
参照图4，当逆变器工作在单一SPWPM调制策略时，变压器原边电压u(3)(4)相邻的正负脉冲伏秒积可部分或全部抵消，故变压器磁通密度始终保持在一个比较低的值，变压器可以采用较小体积设计，但是由于存在时段，这会在第十节点10和第十二节点12两点产生比较严重的电压尖峰。
参照图5，当逆变器工作在单一SPWM调制策略时，变压器原边电压u(3)(4)由于在调制波正半周期都是正脉冲，故变压器磁通密度持续增加，该方式下的变压器最大磁通密度会大于使用SPWPM调制策略，这也说明使用SPWM调制策略相同条件下需要设计体积更大的变压器，但是由于周波变换器开关管状态不变，使变换器在第十节点10和第十二节点12两点不会电压尖峰。
参照图6，当逆变器工作在SPWM调制和SPWPM混合调制策略时，在时段采用SPWM调制策略，减小由于周波变换器开关管开关造成的电压尖峰，当/>采用SPWPM调制策略减小变压器的体积，提高变换器的功率密度，采用混合调制策略变压器最大磁通密度相比于单一SPWM调制策略较小，结合了两种调制策略的优点。
参照图3，通过式(2)计算得到相位φ取φ0≥φ，令：
其中T为u(10)(12)的周期。控制策略将逆变器的一个工作周期分成如下5个阶段。当0<t<ta时，采用SPWM调制策略，当ta<t<tb时，采用SPWPM调制策略，当tb<t<tc时，采取SPWM调制，当tc<t<td时，采用SPWPM调制策略,最后当td<t<T时,选择SPWM调制策略。
参照图3，高频脉冲交流环节逆变器的工作模态可以分为SPWM调制策略和SPWPM调制策略，下面分别对SPWM和SPWPM调制策略电路工作过程做如下分析：
参照图7，此时由于/>逆变器工作在SPWM调制策略，对电路的工作过程做如下分析：
模态0[t0,t1]
参照图8，开关管Q2、Q4、S1、S2开通，变压器原边Q2、Q4开通为漏感Lkp、激磁电感Lm续流，在变压器副边S1、S2同时开通为漏感Lks1和滤波电感L1续流，此时L1电流从第十二节点12到第十节点10。由于S3、S4关断，没有电流通过Lks2。
模态1[t1,t2]
参照图9，开关管Q4、S1、S2开通，Q2的体二极管、Q4开通为漏感Lkp、激磁电感Lm续流，在变压器副边S1、S2同时开通为漏感Lks1和滤波电感L1续流，此时L1电流从第十二节点12到第十节点10。
模态2[t2,t3]
参照图10，变压器原边Q1、Q4开通，在变压器原边第三端和第四端产生一个正向脉冲，iLkp增加，S1、S2开通，使得二次侧的正脉冲能够到达第十节点10点，iLks1增加，由于S3、S4关断，可以让三次侧的负脉冲不能到达C。由于没有电流通过Lks2故不会在第十二节点12到第十节点10两点产生电压尖峰。
模态3[t3,t4]
参照图11，开关管Q4、S1、S2开通，Q2的体二极管、Q4开通为漏感Lkp、激磁电感Lm续流，第三节点3和第四节点4两点电压逐渐下降为0，在变压器副边S1、S2同时开通为漏感Lks1和滤波电感L1续流，此时L1电流从第十二节点12到第十节点10。
参照图12，此时由于/>逆变器工作在SPWPM调制策略，对电路的工作过程做如下分析：
模态4[t5,t6]
参照图13，变压器原边开关管Q1、Q3开通为漏感Lkp、激磁电感Lm续流，在变压器副边一次绕组S2开通，漏感Lks1通过S1体二极管和S2续流，在变压器副边二次绕组S3、S4开通，电感L1和漏感Lks2通过S3和S4续流,此时L1电流从第十二节点12到第十节点10。
模态5[t6,t7]
参照图14，变压器原边开关管Q1、Q3开通为漏感Lkp、激磁电感Lm续流，iLkp减小，在变压器副边一次绕组S2开通，电感L1和漏感Lks1通过S1体二极管和S2续流，iLks1大小增加，在变压器副边二次绕组S4开通，电感L1和漏感Lks2通过S3体二极管和S4续流,iLks2大小减小，此时L1电流从第十二节点12到第十节点10。
模态6[t7,t8]
参照图15，变压器原边开关管Q1、Q3开通为漏感Lkp、激磁电感Lm续流，iLkp继续减小，在变压器副边一次绕组S1、S2开通，电感L1和漏感Lks1通过S1和S2续流，iLks1反向增加，在变压器副边二次绕组S4开通，漏感Lks2通过S3体二极管和S4续流,iLks2大小减小，L1电流从第十二节点12到第十节点10。
模态7[t8,t9]
参照图16，变压器原边开关管Q3开通，漏感Lkp、激磁电感Lm通过Q2体二极管和Q3续流，为零电压开通Q2做准备，iLkp减小，在变压器副边一次绕组S1、S2开通，电感L1和漏感Lks1通过S1和S2续流，iLks1反向增加，在变压器副边二次绕组S4开通，漏感Lks2通过S3体二极管和S4续流,iLks2大小减小，L1电流从第十二节点12到第十节点10。
模态8[t9,t10]
参照图17，变压器原边开关管Q2、Q3开通，在变压器原边AB产生一个负向脉冲，iLkp负向增大，在变压器副边一次绕组S1、S2开通，使得负向脉冲能够到达第十节点10，iLks1反向增加，在变压器副边二次绕组S4开通，S3关断，阻碍正脉冲到达第十节点10，漏感Lks2通过S3体二极管和S4续流,iLks2大小减小到0，L1电流从第十二节点12到第十节点10。
模态7[t10,t11]
参照图18，变压器原边开关管Q2开通，漏感Lkp、激磁电感Lm通过Q2和Q4体二极管续流，为零电压开通Q4做准备，iLkp大小减小，在变压器副边一次绕组S1、S2开通，电感L1和漏感Lks1通过S1和S2续流，iLks1大小减小，在变压器副边二次绕组S4开通，iLks2大小逐渐增加，L1电流从第十二节点12到第十节点10。
综上所述，本发明高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略能够提供变压器漏感和滤波电感续流回路，解决周波变换器对变压器漏感电流硬关断的问题，抑制变压器副边电压尖峰。本发明能够提高全桥全波高频脉冲交流环节逆变器的功率密度、可靠性和寿命，降低了电路的成本。

Claims (1)

1.一种高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略，所述的高频脉冲交流环节逆变器包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管S1、第六开关管S2、第七开关管S3、第八开关管S4、第一电感L1、第一电容C1、负载R1和变压器，第一开关管Q1的漏极、第三开关管Q3和电源正极连接于第一节点(1)，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极和变压器原边同名端连接于第三节点(3)，第二开关管Q2的源极与第四开关管Q4的源极和电源的负极连接于第二节点(2)，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极和变压器原边异名端连接于第四节点(4)，第五开关管S1的漏极与变压器副边第一绕组同名端连接于第五节点(5)，第六开关管S2的源极和第五开关管S1的源极连接于第八节点(8)，第七开关管S3的漏极与变压器副边第二绕组异名端连接于第七节点(7)，第七开关管S3的源极和第八开关管S4的源极连接于第九节点(9)，第六开关管S2的漏极与第八开关管S4的漏极和第一电感L1的一端连接于第十节点(10)；第一电感L1的另一端与第一电容C1的一端和负载R1的一端连接于第十一节点(11)，第一电容C1的另一端和负载R1的另一端连接于第十二节点(12)，第十二节点(12)接地，电容的另一端与变压器副边第一绕组异名端、变压器副边第二绕组的同名端和负载的另一端连接于第六节点(6)，其特征在于：当时，采取SPWM调制方式，其中u(10)(12）为第十节点(10)、第十二节点(12)两点的电压u(10）(12），/>为第一电感L1的电流；当/>时，采取SPWPM调制方式；即计算相位/>
其中，ω为输出电压基波的角频率，R1为电阻值，L1为电感值，C1为电容值，∠H(s)为相位函数；
取φ0≥φ，令：
其中，T为u(10）(12）的工作周期，将一个工作周期T分成如下5个阶段：当0＜t＜ta时，采用SPWM调制策略，当ta＜t＜tb时，采用SPWPM调制策略，当tb＜t＜tc时，采取SPWM调制，当tc＜t＜td时，采用SPWPM调制策略，最后当td＜t＜T时，选择SPWM调制策略。
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