CN111682810A - 一种高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法 - Google Patents

一种高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法，采用两级式拓扑将输入直流母线电压转换为驱动高速永磁同步电机运行的三相交流电，两级式拓扑的前级为BUCK变换器，后级为三相全桥逆变器，BUCK变换器采用电压电流双闭环控制，三相全桥逆变器采用单电流环控制，同时增加一级转速环控制，该转速环的反馈为电机实际转速，该转速环的输出为BUCK变换器电压环的输入。本发明实现了高压下高速同步电机转速的控制，动态性能较好，且降低了高速永磁同步电机及逆变器的功率管损耗，适用于高温环境。

Description

一种高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法
技术领域
本发明属于电机控制技术领域，特别涉及了一种高速永磁同步电机控制方法。
背景技术
高速永磁同步电机具有动态响应性能好，效率高等优点，免除了***中传统的机械变速装置，提高了***的能量密度和效率。在一些特殊应用领域，如装甲战斗车辆电驱动***中，电机控制***输入直流母线电压高，电机工作环境温度高，传统的基于三相全桥逆变器的电机驱动器已不适应这种情况下电机控制的需求。传统的基于三相全桥逆变器的电机驱动器无法自由调节直流母线电压，在电机转速较低时会存在直流母线电压利用率低和电机损耗高的问题。因此，适用于高温下高压高速永磁同步电机控制策略被提出及应用。
传统的基于三相全桥逆变器的电机控制器通过控制六只功率管开关时间及开关顺序将直流电变为驱动电机运行的三相电，其优点是拓扑结构及控制算法简单，但应用于高速永磁同步电机控制时缺陷明显。高速永磁同步电机电感较小，传统的基于三相全桥逆变器的电机控制器无法调节直流母线电压，在高压下，由高压PWM波在高速永磁同步电机定子中产生的电流纹波及谐波会大大增加，造成电机转速转矩波动。高压PWM波引起的电机相电流谐波会增大电机本体的损耗，同时高压会导致控制器功率管损耗升高，这些损耗引起的温升在高温下会对电机控制器及高速永磁同步电机安全运行进一步造成威胁。
发明内容
为了解决上述背景技术提到的技术问题，本发明提出了一种高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法。
为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：
一种高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法，采用两级式拓扑将输入直流母线电压转换为驱动高速永磁同步电机运行的三相交流电，所述两级式拓扑的前级为BUCK变换器，后级为三相全桥逆变器，所述BUCK变换器采用电压电流双闭环控制，所述三相全桥逆变器采用单电流环控制，同时增加一级转速环控制，该转速环的反馈为电机实际转速，该转速环的输出为BUCK变换器电压环的输入。
进一步地，所述控制方法的具体过程如下：
电机转速给定信号nref与电机转速反馈n做差后，通过PI调节器输出BUCK参考电压Vref；Vref与BUCK变换器输出直流电压Vdc做差后通过PI调节器生成参考电感电流iref；iref与BUCK变换器电感电流iL做差后，通过PI调节器与载波比较，输出BUCK变换器中功率管的占空比；三相全桥逆变器采用单电流环控制，d轴参考电流0与d轴反馈电流Id做差后，通过PI调节器生成d轴电压Ud，再结合三相全桥逆变器的调制比M计算得出q轴电压值Uq，最终通过SVPWM模块输出三相全桥全桥逆变器中各个功率管的开关波形。
进一步地，所述三相全桥逆变器的调制比定义为三相全桥逆变器输出相电压基波幅值与二分之一三相全桥逆变器直流母线电压的比值。
进一步地，所述三相全桥逆变器的调制比的确定方法如下：
分别计算使电机相电流总谐波失真最小时的调制比M1和使功率管损耗最小时的调制比M2，若M2的数值大于1，则选择M2作为最终的调制比，否则选择M1作为最终的调制比。
采用上述技术方案带来的有益效果：
本发明采用基于两级式拓扑及调制比动态调节的高温环境下高压高速永磁同步电机控制策略，利用前级BUCK变换器实现了三相全桥逆变器直流母线电压的动态调节，能匹配电机不同的运行状态，降低了输入高压直流电的负面作用。通过对三相全桥逆变器中SVPWM调制比的优化降低了控制器功率管损耗和高速永磁同步电机本体损耗，提高了***运行效率，适应了电机在高温下运行的需求。
附图说明
图1为本发明电机控制***拓扑结构示意图；
图2为本发明控制环路图；
图3为本发明电机相电流THD与调制比数值关系示意图；
图4为本发明功率管损耗计算框图；
图5为本发明调制比计算框图；
标号说明：nref为电机转速给定；n为电机转速反馈；θ为电机位置传感器输出电机位置；Vref为BUCK参考电压；Udc为BUCK输入直流电压，Vdc为BUCK输出直流电压；iref为BUCK电流环参考电流；iL为BUCK电感电流；D为BUCK功率管占空比；Id为d轴反馈电流；Ud为d轴参考电压；Uq为q轴参考电压值；M为三相全桥逆变器调制比。
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
如图1所示，为本发明电机控制***拓扑结构图，电源***为直流供电，直流母线电压经过BUCK变换器降压后输入三相全桥逆变器中，通过对功率管开关时间及开关顺序的控制，实现供电电源直流电向驱动电机运行的三相交流电的变换以此驱动高速永磁同步电机运行于给定转速下。
在两级式拓扑下，前级BUCK变换器将直流母线高压降低至预定值，后级三相全桥逆变器根据给定调制比，将BUCK输出直流电压变换为交流电驱动高速永磁同步电机运行，实现对高速永磁同步电机转速的控制与调节。
在本发明中，前级BUCK变换器采用电压电流双闭环控制，后级三相全桥逆变器采用单电流环控制，同时增加一级转速环控制，该转速环的反馈为电机实际转速，该转速环的输出为BUCK变换器电压环的输入。具体地，如图2所示，电机转速给定信号nref与电机转速反馈n做差后，通过PI调节器输出BUCK参考电压Vref；Vref与BUCK变换器输出直流电压Vdc做差后通过PI调节器生成参考电感电流iref；iref与BUCK变换器电感电流iL做差后，通过PI调节器与载波比较，输出BUCK变换器中功率管的占空比D；三相全桥逆变器采用单电流环控制，d轴参考电流0与d轴反馈电流Id做差后，通过PI调节器生成d轴电压Ud，再结合三相全桥逆变器的调制比M计算得出q轴电压值Uq，最终通过SVPWM模块输出三相全桥全桥逆变器中各个功率管的开关波形。
如图3所示，为电机相电流THD(总谐波失真)与调制比数值关系示意图。由SVPWM调制理论利用双重傅里叶分析工具可将三相全桥逆变器输出相电压F(t)表示如下：
Figure BDA0002478361070000051
上式中，
Figure BDA0002478361070000052
为谐波表达式中的直流分量；
Figure BDA0002478361070000053
为基波分量(当k＝1)及基带谐波分量，其中A0k和B0k均为系数；
Figure BDA0002478361070000054
为载波谐波分量，Am0和Bm0均为系数；
Figure BDA0002478361070000055
为边频带谐波分量,Amk和Bmk均为系数；m＝0,1,2,......为三相全桥逆变器调制波索引变量；k＝0,±1,±2,......为三相全桥逆变器载波索引变量；ω1为三相全桥逆变器调制波角频率；ωs为三相全桥逆变器载波角频率。
上式中频率为kω1+mωs的电压谐波幅值如下：
Figure BDA0002478361070000056
上式中，Jk()为k阶贝塞尔函数；Ji()为i阶贝塞尔函数，i为正整数；J0()为0阶贝塞尔函数。
利用软件计算得到的电机相电压THD与调制比之间数值关系。根据定义，电流THD计算公式如下：
Figure BDA0002478361070000061
上式中，I1为电机相电压基波幅值；imk为频率为kω1+mωs的相电流谐波分量，其数值可以利用以下公式得到：
Figure BDA0002478361070000062
上式中，Umk为电机定子相电压谐波幅值；Rs为电机定子绕组相电阻；L为定子绕组相电感。
如图3所示，随着调制比上升，电机相电流THD值逐渐下降，下降至最低点后再随着调制比上升而小幅度上升。根据以上公式可求得不同给定转速下电机相电流THD最低时对应的调制比M值，此数值在1～1.15之间。可看到当调制比大于1以后，随着调制比的上升，电机相电流THD改善不明显，此时应考虑调制比与功率管损耗的数值关系。
如图4所示，为功率管损耗计算框图，通过DATASHEET得到不同工况下功率管参数，利用数据处理软件将曲线拟合为函数关系式。然后利用功率管损耗计算公式得出功率管在不同调制比下的损耗。功率管损耗采用理论计算与仿真相结合的方式，建立起功率管损耗模型。增大调制比使降低BUCK输出直流母线电压降低，导致功率管开关损耗降低，同时，由于增大调制比导致功率管导通时间变长，导致功率管通态损耗变大。据此及DATASHEET中得到的功率管数据，建立起功率管损耗与调制比的函数解析式，可得到功率管损耗最小时对应的调制比。
如图5所示，为调制比计算框图。由图3可知存在一个调制比M1使得电机相电流THD取得最小值。由图4流程计算得出功率管损耗最小时的调制比M2。则当功率管损耗最小时对应的调制比M2数值大于1，则选择此作为三相全桥逆变器的调制比；若小于1，则采用电机相电流THD最小对应的调制比M1作为三相全桥逆变器的调制比。
实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (4)

1.一种高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法，其特征在于：采用两级式拓扑将输入直流母线电压转换为驱动高速永磁同步电机运行的三相交流电，所述两级式拓扑的前级为BUCK变换器，后级为三相全桥逆变器，所述BUCK变换器采用电压电流双闭环控制，所述三相全桥逆变器采用单电流环控制，同时增加一级转速环控制，该转速环的反馈为电机实际转速，该转速环的输出为BUCK变换器电压环的输入。
2.根据权利要求1所述高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述控制方法的具体过程如下：
电机转速给定信号nref与电机转速反馈n做差后，通过PI调节器输出BUCK参考电压Vref；Vref与BUCK变换器输出直流电压Vdc做差后通过PI调节器生成参考电感电流iref；iref与BUCK变换器电感电流iL做差后，通过PI调节器与载波比较，输出BUCK变换器中功率管的占空比；三相全桥逆变器采用单电流环控制，d轴参考电流0与d轴反馈电流Id做差后，通过PI调节器生成d轴电压Ud，再结合三相全桥逆变器的调制比M计算得出q轴电压值Uq，最终通过SVPWM模块输出三相全桥全桥逆变器中各个功率管的开关波形。
3.根据权利要求2所述高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述三相全桥逆变器的调制比定义为三相全桥逆变器输出相电压基波幅值与二分之一三相全桥逆变器直流母线电压的比值。
4.根据权利要求3所述高温环境下高压高速永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述三相全桥逆变器的调制比的确定方法如下：
分别计算使电机相电流总谐波失真最小时的调制比M1和使功率管损耗最小时的调制比M2，若M2的数值大于1，则选择M2作为最终的调制比，否则选择M1作为最终的调制比。
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