CN111679123B - 适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法与*** - Google Patents

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CN111679123B CN202010804198.4A CN202010804198A CN111679123B CN 111679123 B CN111679123 B CN 111679123B CN 202010804198 A CN202010804198 A CN 202010804198A CN 111679123 B CN111679123 B CN 111679123B
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Abstract

一种适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法与***，包括：对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号，并对其进行短时积分运算获得短时积分结果；对各短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，并对获得的各瞬时频率等效相干积分值进行加权运算，获得各基础运算结果；分别对各基础运算结果进行所有符号组合与瞬时频率二维峰值的快速搜索，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值；基于各瞬时频率等效相干积分值获取边沿参数和频率参数；进行频率插值估计获得频率估计值；在门限判决有效时计算伪码多普勒频率估计值。本实施例实现符号边沿和高精度频率估计。

Description

适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法与***
技术领域
本申请涉及无线电导航、测控与数传通信技术领域，特别是涉及一种适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法与***。
背景技术
随着我国航天、国防与民营科技事业，尤其是卫星导航与商业航天的快速发展，使得需要完成导航、跟踪、测速、测距、遥测、遥控以及数据传输等任务的飞行器越来越多，例如各类卫星、无人机、浮动飞艇以及动力气球等。各种飞行器的存在形成了多种信号调制体制共存的现状，并且相应出现的地面测试设备也种类繁多，从而导致导航、测控以及数传通信产品从技术研发到量产应用都近似独立，也就意味着实现低成本与高可靠要求的难度越来越大。
为了实现设备统一，目前使用的设备是导航、测控与数传通信的一体化接收机，但是一体化接收机大都采用***集成的实现方法，不同体制间信号的接收方法还是相对独立的，不仅使得一体化接收机的体积、重量以及成本都大幅度增加，而且还增加了***风险，降低了可靠性。并且，根据信号调制体制的不同，目前导航、测控与数传通信***常用的数字调制体制包括相移键控（Phase Shift Keying，PSK）和直接序列扩频-相移键控（DirectSequence Spread Spectrum - Phase Shift Keying，DSSS-PSK）体制。其中，载波多普勒频率偏移和初始跟踪符号边沿不同步是影响上述调制体制解调性能与多模统一处理的重要因素。
高精度频率估计是指在任意给定信噪比（Signal to Noise Ratio，SNR）条件下，频率估计精度都能够接近其理论最佳估计精度——频率无偏估计量的方差下限，即克拉美-罗下限（Cramér-Rao Lower Bound，CRLB）。根据参数估计理论可知，CRLB只在高斯白噪声条件下才具有理论指导意义，并不适用于平方消符号变换后的信号，尤其在SNR不高的情况下，平方消符号变换后无法实现高精度的频率估计。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种能够适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法与***。
一种适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法，所述方法包括：
对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号，并对各符号边沿延时信号的各等效符号码元分段分别进行短时积分运算，获得所述数字中频信号的各符号边沿估计支路的短时积分结果；其中，每个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号包括第一数目个符号分组，每个符号分组内包括第二数目个组内符号，每个组内符号被划分为第三数目个等效符号码元分段；
对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果，并对所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果进行加权运算，获得各基础运算结果；其中，补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果包括第四数目个瞬时频率等效相干积分值；
分别对各所述基础运算结果进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，获得符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值；
基于所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，提取峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值，并获取所述峰值对应的边沿参数与频率参数；
基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值；
基于各瞬时频率等效相干积分值，提取各瞬时频率等效相干积分值的平方模值进行门限判决；
在门限判决有效时，利用频率估计值计算伪码多普勒频率估计值和整数倍伪码周期时刻，并在所述整数倍伪码周期时刻使能所述边沿参数对应的符号边沿、以及所述伪码多普勒频率估计值。
一种适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计***，所述***包括：依次连接的延时积分器组、符号组合基础运算器组、符号组合迭代搜索器组、数据处理控制器、码多普勒补偿与门限判决模块，以及延时等待使能输出模块，还包括与数据处理控制器、以及码多普勒补偿与门限判决模块连接的专用频率插值计算器，数据处理控制器还与符号组合基础运算器组连接；
延时积分器组，对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿延时信号，并对各符号边沿延时信号进行短时积分运算，获得所述数字中频信号的多个符号边沿的短时积分结果；其中，每个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号包括第一数目个符号分组，每个符号分组内包括第二数目个组内符号，每个组内符号被划分为第三数目个等效符号码元分段；
符号组合基础运算器组，对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果，并对所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果进行加权运算，获得各基础运算结果；其中，补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果包括第四数目个瞬时频率等效相干积分值；
符号组合迭代搜索器组，分别对各所述基础运算结果进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，以及符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值；
数据处理控制器，基于所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，提取峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值，并获取所述峰值对应的边沿参数与频率参数；
专用频率插值计算器，基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值；
码多普勒补偿与门限判决模块，基于各瞬时频率等效相干积分值进行门限判决，在门限判决有效时，利用频率估计值计算伪码多普勒频率估计值和整数倍伪码周期时刻；
延时等待使能输出模块，用于在所述整数倍伪码周期时刻使能所述边沿参数对应的符号边沿、以及所述伪码多普勒频率估计值。
上述适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法，通过对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时得到多个符号边沿估计支路，并针对各符号边沿估计支路的符号边沿延时信号分别进行短时积分运算、补零快速傅里叶变换以及组内频率相干积分值的搜索以及组间逐比特合成积分值的峰值搜索，在此基础上提取边沿参数和频率数据，从而可以适应任意符号速率下符号边沿、符号组合以及多普勒频率的三维遍历搜索，简化了运算处理流程且实现了高精度的符号边沿和频率估计。
附图说明
图1为一个实施例中适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法的流程示意图；
图2是一个实施例中适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计***的架构示意图；
图3是一个具体示例中的适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计***的架构示意图；
图4为一个实施例中短时积分组的输出数据流示意图；
图5为一个实施例中基础运算单元FFT处理器的输入数据流示意图；
图6为一个实施例中基础运算单元加权系数的输出数据流示意图；
图7为一个实施例中组内匹配符号组合下的频域相干积分值的搜索示意图；
图8为一个实施例中组内符号组合与频率单元的迭代计算过程示意图；
图9为一个实施例中组内迭代搜索的输入数据流和搜索存储处理流程示意图；
图10为一个实施例中逐比特合成积分序列峰值搜索的输入数据流和搜索存储处理流程示意图；
图11为一个实施例中的处理时序关系示意图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
本申请实施例的目的是克服上述背景中的不足之处，提供了一种适用于多模调制体制的符号边沿与高精度频率估计方法，通过配置参数实现DSSS-PSK兼容PSK调制体制，在不改变高斯信道特性条件下，消除调制信息对估计性能的影响实现了高精度频率估计，同时提取了符号位边沿估计参数，以满足多模与多体制跟踪环路初始积分所需的同步要求。
如图1所示，一个实施例中的适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法，包括步骤S101至步骤S107。所述方法包括：
步骤S101：对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号，并对各符号边沿延时信号的各等效符号码元分段分别进行短时积分运算，获得所述数字中频信号的各符号边沿估计支路的短时积分结果；其中，每个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号包括第一数目个符号分组，每个符号分组内包括第二数目个组内符号，每个组内符号被划分为第三数目个等效符号码元分段。
一个实施例中，对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿延时信号之前，还可以包括：
在起始积分时刻获取原始数字中频信号；
将所述原始数字中频信号与本地载波进行混频，并根据本地伪码对混频后的原始数字中频信号进行解扩运算，获得混频解扩后的所述数字中频信号。
记符号边沿延时信号包含有N个符号，第一数目为
Figure DEST_PATH_IMAGE001
，第二数目为
Figure DEST_PATH_IMAGE002
，第三数目为
Figure DEST_PATH_IMAGE003
，则是将
Figure DEST_PATH_IMAGE004
个符号划分为
Figure 339306DEST_PATH_IMAGE001
个符号分组，每个符号分组内包含有
Figure 662971DEST_PATH_IMAGE002
个符号，从而存在关系：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
。将每个符号划分为
Figure 144506DEST_PATH_IMAGE003
个等效符号码元分段，从而有总分段数
Figure DEST_PATH_IMAGE006
。
在进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号时，可以采用各种可能的技术手段进行，例如通过多个级联的延时单元，依次对混频解扩后的数字中频信号进行延时，从而获得多个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号。
在对多个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号进行短时积分运算时，可以通过并行的方式进行，并行计算获得的短时积分结果，可以存储至对应的存储器中，以供后续取用。
步骤S102：对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果，并对所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果进行加权运算，获得各基础运算结果。
具体地，补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果包括第四数目个瞬时频率等效相干积分值。对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果，并对补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果进行加权运算，获得各基础运算结果，包括：
首先，基于FFT计算的点数，分别对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的各瞬时频率等效相干积分值；具体地，可以基于FFT计算的点数，对短时积分结果的各符号分组下的第三数目个等效符号码元分段补零后，进行快速傅里叶变换，获得各瞬时频率等效相干积分值。具体地，可以是采用符号分组数、组内符号数以及等效符号码元分段数的乘积结果作为补零快速傅里叶变换的计算有效点数。
然后，确定各瞬时频率等效相干积分值对应的加权系数，将所述各瞬时频率等效相干积分值与对应的所述加权系数相乘，获得对应的基础运算结果。
具体地，确定所述各瞬时频率等效相干积分值对应的加权系数，将所述各瞬时频率等效相干积分值与对应的所述加权系数相乘，获得对应的基础运算结果，可以包括：
根据所述各瞬时频率等效相干积分值，确定加权系数的同步生成时序，构造加权系数生成矩阵存储表并基于确定的同步生成时序，获得补零快速傅里叶变换结果的加权系数；
将获得的加权系数与各瞬时频率等效相干积分值进行同步相乘，获得对应的基础运算结果，并将获得的各基础运算结果与数据存储地址映射表映射存储。
步骤S103：分别对各所述基础运算结果进行符号分组组内的匹配符号组合下的频域相干积分值的搜索，以及符号分组组间逐比特合成积分值的峰值搜索，获得各符号边沿的剥离调制信息后的频率维等效相干积分值。
具体地，可以是分别对各所述基础运算结果进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，获得符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值。
一个实施例中，分别对各所述基础运算结果进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，获得符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值，包括：
采用基于格雷码排序的快速迭代搜索法，对各所述基础运算结果进行各符号分组的组内符号组合下的遍历，获得符号分组内的符号组合与瞬时频率二维等效积分值；并以组内符号组合下的频域峰值为判断依据，逐次比较所有符号组合，获得匹配的符号组合，并获得其对应的组内符号匹配等效积分值；
采用逐比特累加合成法，将各符号分组的组内符号匹配等效积分值进行相干合成，获得对应的符号边沿的边沿支路的等效积分时长内剥离调制信息后的频率维等效相干积分值。
步骤S104：基于所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，提取峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值，并获取所述峰值对应的边沿参数与频率参数。
一个实施例中，提取所述等效积分值的频率维映射数据和峰值数据，并获取所述峰值数据对应的边沿参数和频率数据，包括：
按照先边沿后频率的比较路径，提取频率维等效相干积分值的频率维映射数据；
按照先频率后边沿的比较路径，提取各边沿支路的频率维等效相干积分值的峰值数据；
获取各峰值数据对应的边沿参数以及频率数据。
步骤S105：基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值。
一个实施例中，基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值，包括：
基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值确定频移因子；
在真实频率接近两相邻谱线中点时，将信号的频谱向左或向右移动频移因子量化单位，使被估计频率尽可能接近两相邻谱线中点，获得频移后的频谱；
根据所述频率参数，频移因子和频移后的相邻谱线频率等效相干积分值进行频率插值计算，获得频率估计值。
S106：基于各瞬时频率等效相干积分值，提取各瞬时频率等效相干积分值的平方模值进行门限判决。
具体地，可以根据所述各瞬时频率等效相干积分值的平方模值，搜索频率主峰与最大旁瓣值，并利用所述搜索频率主峰与最大旁瓣值的比值作为门限检测量；基于符号匹配与失配的频域分布特性设定检测阈值进行门限判决。
S107：在门限判决有效时，利用频率估计值计算伪码多普勒频率估计值和整数倍伪码周期时刻，并在所述整数倍伪码周期时刻使能所述边沿参数对应的符号边沿、以及所述伪码多普勒频率估计值。
具体地，在门限判决有效时，利用频率估计值计算伪码多普勒频率估计值和整数倍伪码周期时刻，利用伪码多普勒频率估计值进行伪码多普勒补偿计算，获得近似准确码速率；通过设置的伪码周期配置参数以及近似准确码速率，计算伪码整周期时延量；在伪码整周期时延量的延时等待时刻，输出伪码多普勒频率估计值和符号边沿估计值。
如图2所示，一个实施例中的适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计***，***包括：
依次连接的延时积分器组100、符号组合基础运算器组104、符号组合迭代搜索器组105、数据处理控制器106、码多普勒补偿与门限判决模块108，以及延时等待使能输出模块109，还包括与数据处理控制器106、以及码多普勒补偿与门限判决模块108连接的专用频率插值计算器107，数据处理控制器106还与符号组合基础运算器组104连接。
延时积分器组100，对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿延时信号，并对各符号边沿延时信号进行短时积分运算，获得所述数字中频信号的多个符号边沿的短时积分结果。其中，每个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号包括第一数目个符号分组（即上述
Figure DEST_PATH_IMAGE007
个符号分组），每个符号分组内包括第二数目个组内符号（即上述
Figure 149502DEST_PATH_IMAGE002
个组内符号），每个组内符号被划分为第三数目个等效符号码元分段（即上述
Figure 495033DEST_PATH_IMAGE003
个等效符号码元分段）。
符号组合基础运算器组104，对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果，并对所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果进行加权运算，获得各基础运算结果；其中，补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果包括第四数目个瞬时频率等效相干积分值。
符号组合迭代搜索器组105，分别对各所述基础运算结果进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，以及符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值。
数据处理控制器106，基于所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，提取峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值，并获取所述峰值对应的边沿参数与频率参数。
专用频率插值计算器107，基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值。
码多普勒补偿与门限判决模块108，基于各瞬时频率等效相干积分值进行门限判决，在门限判决有效时，利用频率估计值计算伪码多普勒频率估计值和整数倍伪码周期时刻。
延时等待使能输出模块109，用于在所述整数倍伪码周期时刻使能所述边沿参数对应的符号边沿、以及所述伪码多普勒频率估计值。
参考图2所示，一个实施例中的***还包括：混频与解扩器101，用于对原始数字中频信号进行混频解扩处理，获得处理后的数字中频信号。
参考图3所示，一个实施例中的延时积分器组100包括：相互连接的延时计数器组102和短时积分器组103，延时计数器组102与混频与解扩器101连接，短时积分器组103与符号组合基础运算器组104连接。
其中，延时计数器组102，包括有级联的多个延时单元，级联的首个延时单元的输入端与混频与解扩器101的输出端连接，级联的各个延时单元的输出端，均与短时积分器组103连接，每个延时单元均对输入的数字中频信号进行延时后输出，级联的多个延时单元的输入端对应符号边沿的短时积分起始时刻。
短时积分器组103，包括多个短时积分器以及与短时积分器一一连接的存储器，各短时积分器对对应的符号边沿延时信号的各等效符号码元分段分别进行短时积分运算，获得对应的符号边沿的短时积分结果，并存储在对应的存储器中。
参考图3所示，一个实施例中符号组合基础运算器组，包括：
FFT处理器，用以基于FFT计算的点数，对各符号边沿估计支路的短时积分结果，进行补零快速傅里叶变换，获得各瞬时频率等效相干积分值；具体地，可以采用符号分组数（第一数目
Figure 989599DEST_PATH_IMAGE001
）、组内符号数（第二数目
Figure 787791DEST_PATH_IMAGE002
）以及等效符号码元分段数（第三数目
Figure 891751DEST_PATH_IMAGE003
）的乘积结果作为补零快速傅里叶变换的计算有效点数，
乘法器，用以确定各所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果（即所述各瞬时频率等效相干积分值）对应的加权系数，对FFT处理器计算获得的各路补零快速傅里叶变换的瞬时频率等效相干积分值与对应的所述加权系数相乘，获得对应的基础运算结果；
存储器，用以存储乘法器计算获得的各基础运算结果。
在一些具体示例中，符号组合基础运算器组104，还可以包括：选择器，用以从各路符号边沿估计支路的短时积分结果中，选择待处理的符号边沿估计支路的短时积分结果。具体地，选择器可以基于数据处理控制器106的控制，决定何时选择待处理的符号边沿估计支路的短时积分结果，以及选择哪几路符号边沿估计支路的短时积分结果。
此时，存储器包括多个双端口存储器。FFT处理器，用以对所述选择器选择的符号边沿估计支路的短时积分结果，进行补零快速傅里叶变换，获得各瞬时频率等效相干积分值；
图3所示中，是以选择器为
Figure DEST_PATH_IMAGE008
选2复用选择器，端口存储器为双端口存储器为例进行说明。
一个实施例中，符号组合迭代搜索器组105，用以对各所述基础运算结果，分别以组内符号组合下的频域峰值为判断依据，逐次比较所有符号组合，获得匹配的符号组合，并获得其对应的组内符号匹配等效积分值，采用逐比特累加合成法，将各组组内符号匹配等效积分值进行相干合成，获得对应的符号边沿的边沿支路的等效积分时长内剥离调制信息后的频率维等效相干积分值。
一个实施例中，在符号组合基础运算器组104包括选择器的情况下，符号组合迭代搜索器组105，可以包括并行的至少两个迭代搜索单元。每个迭代搜索单元，用以对从多端口存储器提取的各基础运算结果，分别以组内符号组合下的频域峰值为判断依据，逐次比较所有符号组合，获得匹配的符号组合，并获得其对应的组内符号匹配等效积分值，采用逐比特累加合成法，将各组组内符号匹配等效积分值进行相干合成，获得对应的符号边沿的边沿支路的等效积分时长内剥离调制信息后的频率维等效相干积分值。
具体地，任意一个迭代搜索单元，用以对从多个双端口存储器提取的各基础运算结果，进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，获得符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值。
本申请的下述实施例中，以DSSS-BPSK调制体制为设计案例，采用分段相关累加结合快速傅里叶变换（Segment Correlation Accumulation–Fast Fourier Transform，SCA-FFT）的方式实现小范围频域精搜与信息维度的遍历，检测匹配的单峰频率值与符号边沿，然后利用实时插值实现高精度频率估计，根据搜索的精确载波频率进行码多普勒时延补偿，最后在伪码整周期时刻使能输出。由于利用DSSS- PSK兼容PSK，而DSSS-BPSK属于典型的DSSS- PSK体制，常见的还有DSSS-QPSK/MPSK等相位调制，对于载波频率和符号边沿的估计而言它们之间的区别仅在混频过程的计算上，任意调制只需对一路信息支路（等效BPSK）进行估计即可，恒包络载波调制（PSK）的物理层参数估计过程都是基于能量的估计，因此针对物理层载波频率和符号边沿的估计方法均适用，因此BPSK载波调制体制可以作为DSSS-PSK兼容PSK的最典型的实例。
结合图2、图3所示，延时积分器组100与混频与解扩器101连接。
混频与解扩器101用于对原始数字中频信号
Figure DEST_PATH_IMAGE009
进行混频解扩处理，获得处理后的数字中频信号。该原始中频信号
Figure 435996DEST_PATH_IMAGE009
为宽带接收机的基带输入信号。
其中，混频处理，是指将原始数字中频信号
Figure 101463DEST_PATH_IMAGE009
与本地载波进行混频，获得混频后的数字中频信号。混频解扩处理，是指将原始数字中频信号
Figure 652530DEST_PATH_IMAGE009
与本地载波进行混频后，将混频后的数字中频信号与本地伪码进行解扩运算，以剥离信号中的伪码，获得混频解扩后的数字中频信号。具体的解扩运算的计算方式，可以是将混频后的数字中频信号中的每个比特信号与本地伪码进行异或运算，或者是将混频后的数字中频信号中的每个比特信号与本地伪码进行模二加计算，具体的解扩运算方式本实施例中不做具体限定。
具体地，以DSSS-BPSK调制体制为例，混频与解扩器101可以在起始积分时刻，获取宽带接收机的原始数字中频信号
Figure 515443DEST_PATH_IMAGE009
,并将该原始数字中频信号
Figure 710932DEST_PATH_IMAGE009
与本地载波进行混频，并启动本地码发生器进行解扩运算，获得混频解扩后的数字中频信号。其中，在起始积分时刻启动本地码发生器，是指在DSSS- PSK体制下已经捕获到即时码相位的基础上，通过时延控制在零码相位时刻启动本地码发生器。PSK体制因不存在伪码维度，因此无起始积分时刻与解扩约束条件。
在下述各实施例的说明中，将混频与解扩器101对原始数字中频信号
Figure DEST_PATH_IMAGE010
进行混频解扩处理，获得的处理后的数字中频信号，称为数字中频信号。
延时计数器组102与短时积分器组103组成的延时积分器组，实现
Figure 609618DEST_PATH_IMAGE008
路符号边沿估计支路的并行划分，各符号边沿估计支路（下述相关实施例中，也简称为支路）的积分数据独立缓存在FIFO中，以便符号组合基础运算器组104进行跨时钟域的同步数据处理。其中，
Figure 21882DEST_PATH_IMAGE008
为大于1的整数，表示边沿估计支路的数量。一些实施例中，符号边沿估计支路
Figure 234689DEST_PATH_IMAGE008
的数量可以设置为6路。
其中，延时计数器组102，对混频与解扩器101处理后获得的数字中频信号，进行多个延时时长的延时得到多个符号边沿延时信号。
在一些实施例中，可以是进行
Figure DEST_PATH_IMAGE011
个延时时长的延时，得到
Figure 222367DEST_PATH_IMAGE008
个符号边沿延时信号，其中一个符号边沿延时信号为混频与解扩器101处理后获得的、未经过延时器延时的数字中频信号，即0时刻的数字中频信号，其他的
Figure 354272DEST_PATH_IMAGE011
个符号边沿延时信号，为经过延时器延时后得到的数字中频信号。从而在此情况下，可以充分考虑混频与解扩器101处理后获得的数字中频信号本身存在的延时的情形。下述各示例中，是以进行
Figure 519411DEST_PATH_IMAGE011
个延时时长的延时，得到
Figure 4750DEST_PATH_IMAGE008
个符号边沿延时信号为例进行举例说明。
参考图3所示，延时计数器组102，包括有级联的多个延时单元（图3中的延时器D），级联的首个延时单元的输入端与混频与解扩器101的输出端连接，级联的各个延时单元的输出端，均与短时积分器组103连接。每个延时单元均对输入的数字中频信号进行延时后输出，即信号每经过一个延时单元均进行一次延时。其中，级联的首个延时单元，对混频与解扩器101输出的数字中频信号进行延时，级联的其他延时单元，对级联的上一级延时单元输出的延时后的数字中频信号做进一步的延时。从而通过级联的多个延时单元，可以获得
Figure 174832DEST_PATH_IMAGE008
个延时信号，构建出
Figure 884162DEST_PATH_IMAGE008
个符号边沿估计支路。
如图3所示，混频与解扩器101输出的数字中频信号，一路直接进入短时积分器组103，形成一个符号边沿估计支路，另一路经级联的
Figure 631538DEST_PATH_IMAGE011
个延时单元进行延时后，分别输出至短时积分器组103，形成其他的
Figure 887945DEST_PATH_IMAGE011
个符号边沿估计支路。即级联的各短时积分器组103中，级联的第1个延时器的输入端对应符号边沿估计支路1的短时积分起始时刻，级联的第2个延时器的输入端对应符号边沿估计支路2的短时积分起始时刻，余下的以此类推，级联的第
Figure 912533DEST_PATH_IMAGE011
个延时器的输入端对应符号边沿估计支路
Figure 527185DEST_PATH_IMAGE011
的短时积分起始时刻。以图3所示为例，相邻的两个符号边沿估计支路间的延时量
Figure DEST_PATH_IMAGE012
均为：
Figure DEST_PATH_IMAGE013
（1）
式（1）中，
Figure 610459DEST_PATH_IMAGE008
表示单位符号内的边沿估计数，即边沿估计支路的数量，
Figure DEST_PATH_IMAGE014
为符号宽度，
Figure DEST_PATH_IMAGE015
为符号速率。
短时积分器组103，对延时计数器组102输出的各符号边沿延时信号进行短时积分运算，获得各符号边沿延时信号对应的短时积分结果。
参考图3所示，短时积分器组103可以包括多个短时积分器，同时还可以包括多个存储器，且短时积分器与存储器一一对应连接，即每个边沿估计支路均配置一个短时积分器，用以缓存对应的短时积分器的短时积分结果。其中，存储器的形式不限，可以是FIFO（First Input First Output，先入先出）存储器，也可以是DBRAM等其他存储介质，图3所示中是以采用FIFO存储器（FIFO1、FIFO2…FIFOR）为例进行说明。
其中，如图3所示，存储器的数量与符号边沿估计支路的数量和短时积分器的数量相同，其中一个短时积分器（如图3中的短时积分器1）的输入端直接与混频与解扩器101的输出端连接，其他短时积分器（如图3中的短时积分器2至R）的输入端与对应的符合边沿估计支路的延时单元的输出端连接，各短时积分器的输出端均与对应的存储器连接。
短时积分是指积分时间比较短，本实施例中设置为
Figure DEST_PATH_IMAGE016
的信息码元时长。下述示例中，均以进行
Figure 77081DEST_PATH_IMAGE011
个延时时长的延时，得到
Figure 487334DEST_PATH_IMAGE008
个符号边沿延时信号为例进行说明。此时，短时积分器的输出信号模型
Figure DEST_PATH_IMAGE017
可为式（2）所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE018
式（2）
式（2）中，
Figure DEST_PATH_IMAGE019
为中频数字信号的幅值，
Figure DEST_PATH_IMAGE020
()为部分符号自相关归一化衰减函数，
Figure DEST_PATH_IMAGE021
为部分符号匹配误差，
Figure DEST_PATH_IMAGE022
为短时积分速率，
Figure DEST_PATH_IMAGE023
为载波残留的多普勒频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE024
为中频采样速率，
Figure DEST_PATH_IMAGE025
为分段相关积累的分段序号，即短时积分器输出的数据序号，
Figure DEST_PATH_IMAGE026
为总分段数或降采样点数，
Figure DEST_PATH_IMAGE027
为积分后的初始相位常量，
Figure DEST_PATH_IMAGE028
为复噪声常量，其支路分量
Figure DEST_PATH_IMAGE029
与
Figure DEST_PATH_IMAGE030
相互独立且服从高斯分布，第二项
Figure DEST_PATH_IMAGE031
为归一化相干积累损耗。
引入等效符号码元分段数
Figure 608306DEST_PATH_IMAGE003
，利用符号速率
Figure 940062DEST_PATH_IMAGE015
代替短时积分速率
Figure DEST_PATH_IMAGE032
，则短时积分速率
Figure 367632DEST_PATH_IMAGE032
是符号速率
Figure 599768DEST_PATH_IMAGE015
的
Figure 415277DEST_PATH_IMAGE003
倍，即
Figure DEST_PATH_IMAGE033
，无模糊的频率检测范围为
Figure DEST_PATH_IMAGE034
，从而确定了式（2）中载波残留多普勒频率
Figure 703170DEST_PATH_IMAGE023
的有效估计与检测范围。
一个实施例中的短时积分器组103的输出数据流（即短时积分结果）如图4所示，图中
Figure DEST_PATH_IMAGE035
的信号模型由式（2）表示，其下标“
Figure 934431DEST_PATH_IMAGE008
”表示第
Figure 286653DEST_PATH_IMAGE008
个符号边沿估计支路。例如，
Figure DEST_PATH_IMAGE036
表示短时积分器1所在的符号边沿估计支路的延时信号经过短时积分器1后的输出数据流，
Figure DEST_PATH_IMAGE037
表示短时积分器2所在的符号边沿估计支路的延时信号经过短时积分器2后的输出数据流，其他的以此类推。图4中，
Figure 351692DEST_PATH_IMAGE012
为延时量，
Figure DEST_PATH_IMAGE038
为符号宽度，
Figure 890996DEST_PATH_IMAGE003
为等效符号码元分段数，
Figure DEST_PATH_IMAGE039
为等效符号码元分段的符号宽度，
Figure DEST_PATH_IMAGE040
为符号宽度内的符号数，
Figure 332472DEST_PATH_IMAGE001
为符号分组数，
Figure 40665DEST_PATH_IMAGE002
为组内符号数，
Figure DEST_PATH_IMAGE041
为短时积分数据存储时间。
结合图4所示，记符号边沿估计支路的延时信号包含
Figure 374476DEST_PATH_IMAGE004
个符号，可将其包含的
Figure 168119DEST_PATH_IMAGE004
个符号划分为
Figure 210025DEST_PATH_IMAGE001
个符号分组，每个符号分组内包含有
Figure 631779DEST_PATH_IMAGE002
个符号，从而存在关系：
Figure DEST_PATH_IMAGE042
。将每个符号划分为
Figure 632096DEST_PATH_IMAGE003
个等效符号码元分段，从而有总分段数
Figure DEST_PATH_IMAGE043
。
边沿估计支路的数量
Figure 755778DEST_PATH_IMAGE008
，决定了符号边沿的估计误差精度由式（1）表示，总分段数
Figure 460429DEST_PATH_IMAGE026
决定了各支路中FIFO的存储深度，本申请实施例的方案中，总分段数
Figure 143214DEST_PATH_IMAGE026
的取值，可以与FFT计算的点数
Figure DEST_PATH_IMAGE044
的取值相同。
短时积分器的输出数据流
Figure 812968DEST_PATH_IMAGE035
缓存至对应的FIFO存储器中，即各短时积分器的短时积分结果独立缓存，以供符号组合基础运算器组104访问。
短时积分器组103通过采用固定延时器组级联短时积分器，可以获取信号的短时特性，通过配置则可以适应任意符号速率下符号边沿、符号组合以及多普勒频率的三个维度的积分数据。
符号组合基础运算器组104进行完成各符号边沿估计支路的基础运算，并将其结果写入存储器，供符号组合迭代搜索器组105访问。一个实施例中的符号组合基础运算器组104包括有：依次连接的FFT处理器，乘法器以及存储器，符号组合基础运算器组104还可以接入或者包括有存储表。其中：
FFT处理器（图4及下述示例中以L点FFT处理器进行说明），用以采用符号分组数、组内符号数以及等效符号码元分段数的乘积结果作为补零快速傅里叶变换的计算有效点数，对各符号边沿估计支路的短时积分结果，进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果。
乘法器，用以确定各所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果对应的加权系数，将各路补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果与对应的所述加权系数相乘，获得对应的基础运算结果。
存储器，用以存储乘法器计算获得的各基础运算结果。
一些实施例中，为了提高运算效率，符号组合基础运算器组104可以采用并行结构或半并行结构，同时完成多路符号边沿估计支路的基础运算，并将其结果同步写入多端口存储器，供符号组合迭代搜索器组105访问。此时，符号组合基础运算器组104还包括与L点FFT处理器连接的选择器，选择器还与数据处理控制器连接，其中：
选择器，用以从
Figure 581204DEST_PATH_IMAGE008
路符号边沿估计支路的短时积分结果（即存储器FIFO1、FIFO2……FIFOR）中，选择符号边沿估计支路的短时积分结果。
此时，上述L点FFT处理器，用以对选择器选择的符号边沿估计支路的短时积分结果，进行补零FFT运算，获得补零FFT运算的瞬时频率结果。
在本申请下述各实施例中，以采用半并行结构，同时完成2路符号边沿估计支路的基础运算为例进行说明，此时，上述多端口存储器可以选用双端口存储器。
参考图3所示，以同时完成2路符号边沿估计支路的基础运算为例，上述选择器可为
Figure 823966DEST_PATH_IMAGE008
选2复用选择器，上述L点FFT处理器可为2路L点FFT处理器，上述乘法器和存储器均包括两个，即符号组合基础运算器组104包括有：
Figure 95679DEST_PATH_IMAGE008
选2复用选择器,2路L点FFT处理器，第一乘法器，第二乘法器，第一存储器以及第二存储器。符号组合基础运算器组104还可以接入或者包括有存储表。其中：
Figure 906640DEST_PATH_IMAGE008
选2复用选择器，用以从
Figure 286806DEST_PATH_IMAGE008
路符号边沿估计支路的短时积分结果（即存储器FIFO1、FIFO2……FIFOR）中，选择2路符号边沿估计支路的短时积分结果。
Figure 707160DEST_PATH_IMAGE008
选2复用选择器将所有
Figure 98959DEST_PATH_IMAGE008
支路中两两为一组进行分配，第一支路与第二支路一组，第三支路与第四支路一组……依次类推。
2路L点FFT处理器，用以对
Figure 205455DEST_PATH_IMAGE008
选2复用选择器选择的两路符号边沿估计支路的短时积分结果分别进行补零FFT运算，获得对应的补零FFT运算短时积分结果。
第一乘法器，用以确定2路L点FFT处理器计算获得的其中一路补零FFT运算的瞬时频率结果对应的加权系数，并将该路补零FFT运算的瞬时频率结果与对应的加权系数相乘，获得对应的基础运算结果。
第二乘法器，用以确定2路L点FFT处理器计算获得的另一路补零FFT运算的瞬时频率结果对应的加权系数，并将该路补零FFT运算的瞬时频率结果与对应的加权系数相乘，获得对应的基础运算结果。
第一存储器以及第二存储器，用以分别存储第一乘法器和第二乘法器计算获得的各基础运算结果。
2路L点FFT处理器中，包含有基础运算单元，通过补零FFT后的加权运算获得遍历基础数据，并将其写进存储器，供符号组合迭代搜索器组105访问。相应的，符号组合遍历的基础运算单元的计算表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE045
，
Figure DEST_PATH_IMAGE046
式（3）
式中，第一项
Figure DEST_PATH_IMAGE047
为加权旋转因子，
Figure DEST_PATH_IMAGE048
为L点补零FFT运算式。
Figure 558787DEST_PATH_IMAGE048
包含了符号位
Figure DEST_PATH_IMAGE049
和频率检测单元
Figure DEST_PATH_IMAGE050
两个维度的数据，
Figure DEST_PATH_IMAGE051
表示各分组下的等效符号序号，
Figure DEST_PATH_IMAGE052
表示直接进行FFT计算的频率检测单元，
Figure DEST_PATH_IMAGE053
表示对积分数据的顺序分组序号，其中，
Figure 720516DEST_PATH_IMAGE001
为符号分组数，
Figure 232400DEST_PATH_IMAGE002
为每个符号分组的组内符号数，它们与等效积分时长内总的符号数
Figure 119584DEST_PATH_IMAGE004
之间的关系为：
Figure 943184DEST_PATH_IMAGE042
。
由此可得短时积分器组103中各FIFO存储器中的缓存数据的深度，即总分段数或者降采样点数
Figure 206806DEST_PATH_IMAGE026
的取值计算式：
Figure DEST_PATH_IMAGE054
。其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE055
可根据式（3）中对
Figure 681519DEST_PATH_IMAGE025
,
Figure DEST_PATH_IMAGE056
,
Figure 34877DEST_PATH_IMAGE049
定义的最大取值的映射地址为
Figure DEST_PATH_IMAGE057
进行推导获得。
通常情况下，补零FFT的计算点数取为2的整数次幂，以便采用基2算法实现，即：
Figure DEST_PATH_IMAGE058
。本申请实施例中，为了统一参数，对数据缓存深度进行约束，将补零FFT的计算点数取值为2的整数次幂，即有
Figure DEST_PATH_IMAGE059
成立。因此，根据直接FFT计算的物理分辨率，可得无模糊的直接频率检测精度为：
Figure DEST_PATH_IMAGE060
。
以1路符号边沿估计支路对应的短时积分结果（也可称为短时积分输出数据流）的基础运算过程为例，其数据流处理过程可以是如下所述。
首先，结合短时积分输出数据流，确定基础运算单元
Figure DEST_PATH_IMAGE061
的数据存储地址映射表，如表1a-表1b所示。
表1a
Figure DEST_PATH_IMAGE062
表1b（接上表1a）
Figure DEST_PATH_IMAGE063
基础运算单元
Figure DEST_PATH_IMAGE064
的数据存储地址为存储器拆分地址，分别包括基地址与偏移地址。其中，基地址由
Figure 273004DEST_PATH_IMAGE001
个数据块组成，每个数据块对应如式（4）所示的符号组合序号
Figure DEST_PATH_IMAGE065
的格雷码因式分解符号位参数
Figure 605896DEST_PATH_IMAGE049
，其取值范围为
Figure 561214DEST_PATH_IMAGE051
，偏移地址对应FFT计算的频率检测单元序号
Figure 819895DEST_PATH_IMAGE050
，其取值范围为
Figure 618086DEST_PATH_IMAGE046
。
然后，根据符号组合基础运算计算表达式（3）以及基础运算单元的存储地址映射表1a-表1b，确定FFT运算器的工作模式及其输入数据流。
一个实施例中的FFT运算器的输入数据流如图5所示，图中箭头表示数据的流向，图示中是以2个分组数据进行举例说明，图5所示中，包含的
Figure 223511DEST_PATH_IMAGE004
个符号划分为
Figure 423548DEST_PATH_IMAGE001
个符号分组，每个分组数据包括
Figure 89016DEST_PATH_IMAGE002
个符号数据，每个符号数据被划分为
Figure 374504DEST_PATH_IMAGE003
个等效符号码元分段，结合FFT计算的点数
Figure 518040DEST_PATH_IMAGE044
，进行
Figure DEST_PATH_IMAGE066
点补零。即每次进行FFT计算时，都包含有
Figure 743223DEST_PATH_IMAGE003
点有效数据和L点补零数据。本实施例中采用经典的基2突发工作模式，每次FFT计算输入
Figure 579592DEST_PATH_IMAGE003
点有效数据进行
Figure 86797DEST_PATH_IMAGE044
点FFT运算。图5中：
Figure DEST_PATH_IMAGE067
表示第1个顺序分组下的第0个符号数据的第0个码元分段，
Figure DEST_PATH_IMAGE068
表示第1个顺序分组下的第0个符号数据的第1个码元分段，
Figure DEST_PATH_IMAGE069
表示第1个顺序分组下的第0个符号数据的第
Figure DEST_PATH_IMAGE070
个码元分段；
Figure DEST_PATH_IMAGE071
表示第1个顺序分组下的第1个符号数据的第0个码元分段，
Figure DEST_PATH_IMAGE072
表示第1个顺序分组下的第1个符号数据的第1个码元分段，
Figure DEST_PATH_IMAGE073
表示第1个顺序分组下的第1个符号数据的第
Figure 283292DEST_PATH_IMAGE070
个码元分段；
类似地，
Figure DEST_PATH_IMAGE074
表示第1个顺序分组下的第
Figure DEST_PATH_IMAGE075
个符号数据的第0个码元分段，
Figure DEST_PATH_IMAGE076
表示第1个顺序分组下的第
Figure 560384DEST_PATH_IMAGE075
个符号数据的第1个码元分段，
Figure DEST_PATH_IMAGE077
表示第1个顺序分组下的第
Figure 98813DEST_PATH_IMAGE075
个符号数据的第
Figure 234259DEST_PATH_IMAGE070
个码元分段。
可见，每个符号分组下有
Figure 844232DEST_PATH_IMAGE002
个符号数据，每个符号数据被分为
Figure 14313DEST_PATH_IMAGE003
个码元分段，即划分为
Figure 51539DEST_PATH_IMAGE003
个短时积分序列。结合FFT计算的点数
Figure 110500DEST_PATH_IMAGE044
，在进行FFT处理时，需要先进行补零操作，补齐
Figure 524164DEST_PATH_IMAGE066
个分段，每个分段均补
Figure 283172DEST_PATH_IMAGE002
个零，以便进行
Figure 756879DEST_PATH_IMAGE044
点的FFT操作。
因此，FFT运算器在进行FFT运算时，对第1个顺序分组下的第0个符号数据的
Figure 601338DEST_PATH_IMAGE003
个码元分段
Figure 192594DEST_PATH_IMAGE067
、
Figure 196322DEST_PATH_IMAGE068
……
Figure 450717DEST_PATH_IMAGE069
补
Figure DEST_PATH_IMAGE078
个零后进行FFT运算处理，然后对第1个顺序分组下的第1个符号数据的M个码元分段
Figure 579210DEST_PATH_IMAGE071
、
Figure 334677DEST_PATH_IMAGE072
……
Figure 68278DEST_PATH_IMAGE073
补
Figure 883787DEST_PATH_IMAGE078
个零后进行FFT运算处理，以此类推，直至对第1个顺序分组下的第
Figure 466953DEST_PATH_IMAGE002
个符号数据的
Figure 635897DEST_PATH_IMAGE003
个码元分段
Figure 348638DEST_PATH_IMAGE074
、
Figure DEST_PATH_IMAGE079
……
Figure 7152DEST_PATH_IMAGE077
补
Figure 313500DEST_PATH_IMAGE078
个零后进行FFT运算处理。然后，对第2个顺序分组下的第0个符号数据的
Figure 410769DEST_PATH_IMAGE003
个码元分段
Figure DEST_PATH_IMAGE080
、
Figure DEST_PATH_IMAGE081
……
Figure DEST_PATH_IMAGE082
、
Figure DEST_PATH_IMAGE083
补
Figure 498723DEST_PATH_IMAGE066
个零后进行FFT运算处理，然后对第2个顺序分组下的第1个符号数据的
Figure 531401DEST_PATH_IMAGE003
个码元分段
Figure 449678DEST_PATH_IMAGE083
、
Figure DEST_PATH_IMAGE084
……
Figure DEST_PATH_IMAGE085
补
Figure 662223DEST_PATH_IMAGE078
个零后进行FFT运算处理，以此类推，直至对第2个顺序分组下的第
Figure 349556DEST_PATH_IMAGE002
个符号数据的
Figure 553135DEST_PATH_IMAGE003
个码元分段
Figure DEST_PATH_IMAGE086
、
Figure DEST_PATH_IMAGE087
……
Figure DEST_PATH_IMAGE088
补
Figure 801452DEST_PATH_IMAGE078
个零后进行FFT运算处理。
最后，根据FFT运算器输出数据流，确定加权系数的同步生成时序、数据存储表及其初始化方法，通过同步乘法器完成基础运算单元的计算与表1a-表1b的存储映射。
一个实施例中的FFT运算器输出数据流如图6所示，图中箭头表示数据的流向，每个信息位对应L个FFT计算的频率单元数据。图6所示中，
Figure DEST_PATH_IMAGE089
、
Figure DEST_PATH_IMAGE090
、
Figure DEST_PATH_IMAGE091
…
Figure DEST_PATH_IMAGE092
、
Figure DEST_PATH_IMAGE093
表示对第1个顺序分组下的第0个符号，完成
Figure 568419DEST_PATH_IMAGE044
点补零FFT运算后的结果，即
Figure 110259DEST_PATH_IMAGE044
个频率单元检测数据。余下的以此类推。在完成第1个顺序分组下的第0个符号的
Figure 484740DEST_PATH_IMAGE044
点补零FFT运算后，对第1个顺序分组下的第1个符号进行
Figure DEST_PATH_IMAGE094
点补零FFT运算，以此类推，直至第1个顺序分组下的最后一个符号（第
Figure 34668DEST_PATH_IMAGE075
个符号）完成
Figure 11852DEST_PATH_IMAGE044
点补零FFT运算。在第1个顺序分组的各符号均被处理完毕后，再依次对第2个顺序分组下的第0至
Figure 814722DEST_PATH_IMAGE075
个符号进行
Figure 484738DEST_PATH_IMAGE044
点补零FFT运算。
根据式（3）可知，加权系数
Figure 474691DEST_PATH_IMAGE047
与FFT运算器的输出
Figure 255565DEST_PATH_IMAGE048
同步相乘，获得符号组合基础运算器组104基础运算单元的各基础运算结果
Figure 912943DEST_PATH_IMAGE061
，并存储在对应的存储器中，因此图5所示即为加权系数的同步生成时序。
其中，加权系数数据存储表是指完成FFT运算器输出数据加权乘法的数据来源，其初始化过程可以采用基于查找表的直接数字频率合成器（Direct Digital Synthesizer，DDS）快速实现加权旋转因子的初始化生成计算，其中查找表的深度为L，每L个样本对应的频率控制字为
Figure DEST_PATH_IMAGE095
。
符号组合迭代搜索器组105包含有符号组合迭代搜索单元（本申请实施例的图示中也简称为迭代搜索单元），本申请实施例中，可以包括时分复用的多个迭代搜索单元，图3所示的示例中，是以2路并行的符号组合迭代搜索单元为例进行说明，通过时分复用迭代搜索单元完成分组内所有符号组合的遍历计算，同时采用模值搜索获得符号匹配的等效相干积分值。符号组合迭代搜索器组105用逐比特累加合成法进行迭代搜索，每个迭代搜索单元需要遍历计算的符号组合总数为
Figure DEST_PATH_IMAGE096
种，通过访问存储表1a-表1b的基础运算单元
Figure DEST_PATH_IMAGE097
就可完成计算。
迭代搜索单元的符号组合迭代搜索的首要任务，是组内匹配符号组合下的频域相干积分值的搜索过程，其次就是组间逐比特合成积分值的峰值搜索过程。具体地，是进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，获得符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值，然后对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值。下面结合数据流处理分别进行举例说明。
首先，是组内匹配符号组合下的频域相干积分值的搜索过程。
组内匹配符号组合下的频域相干积分值的搜索过程，是以组内符号组合下的频域峰值
Figure DEST_PATH_IMAGE098
为判断依据，逐次比较所有符号组合，获得匹配的符号组合，并独立存储其相干积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE099
，其数据流处理示意图如图7所示，图中箭头表示数据的流向与搜索判决过程。
其中，所有符号组合遍历计算的等效积分模型为：
Figure DEST_PATH_IMAGE100
，
Figure 206390DEST_PATH_IMAGE052
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE101
表示组内所需遍历的符号组合序号，
Figure DEST_PATH_IMAGE102
表示第
Figure 651015DEST_PATH_IMAGE056
组内第
Figure 235580DEST_PATH_IMAGE065
种符号组合取值序列。采用格雷码因式分解方法对上式进行变型，可得各分组中迭代运算单元的计算过程如下所述：
第0种（初始）符号组合下的等效相干积分计算表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE103
，
Figure 153989DEST_PATH_IMAGE052
式（4）
第
Figure DEST_PATH_IMAGE104
种符号组合下的等效相干积分计算表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE105
，
Figure 602025DEST_PATH_IMAGE052
式（5）
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE106
表示组内迭代计算对应的计算符号位，
Figure DEST_PATH_IMAGE107
表示组内迭代运算对应的计算符号幂的指数。迭代运算参数
Figure 504253DEST_PATH_IMAGE065
、
Figure 892509DEST_PATH_IMAGE049
和
Figure DEST_PATH_IMAGE108
的关系满足格雷码因式分解公式，即：
Figure DEST_PATH_IMAGE109
式（6）
上述迭代运算过程中，采用模值进行峰值搜索，因此参与迭代搜索的基础运算单元数只需
Figure 700978DEST_PATH_IMAGE075
个，所有符号组合的迭代运算过程只与基础运算单元
Figure 759063DEST_PATH_IMAGE061
有关，两者属于相对独立的级联单元。
将迭代计算式（4）与式（5）代入图7，将计算过程展开，可得出组内符号组合与频率单元的迭代计算过程的示意图如图8所示。根据迭代计算顺序，依次展开后的输入数据流和搜索存储处理流程如图9所示。
图9中，搜索存储处理流程采用不同的箭头形式进行示例说明。例如，箭头的指向串联起来，即“
Figure DEST_PATH_IMAGE110
”，代表的是迭代搜索的处理顺序；箭头指向的数据，即“
Figure DEST_PATH_IMAGE111
”，代表的是处理顺序下的数据流；两个箭头首尾直接连接时的数据，即“
Figure DEST_PATH_IMAGE112
”，代表并行数据流；两个箭头首尾间断连接中的数据，即“
Figure DEST_PATH_IMAGE113
”，代表串行数据流；处理步骤中的“
Figure DEST_PATH_IMAGE114
”代表将存储器A中的数据全部映射进存储器B，此时刻指示的处理步骤实际为映射首地址数据准备。
图9中，输入数据流从基础运算单元的存储器中按照设定的地址依次读出，该地址又根据当前计算的符号组合序号
Figure DEST_PATH_IMAGE115
按照式（6）所示的格雷码因式分解方式产生，其中分解参数
Figure DEST_PATH_IMAGE116
作为地址，分解参数
Figure DEST_PATH_IMAGE117
作为迭代计算符号判决量。
基础运算单元数据访问地址可分为不同时序下的三类搜索，即组内第0种（初始）符号组合下的峰值搜索，组内第
Figure 194593DEST_PATH_IMAGE104
种符号组合下的峰值搜索以及组间逐比特估计合成积分峰值搜索。
式（4）的格雷码因式分解方式，可以采用查找表的方式实现。根据迭代搜索过程的符号组合遍历顺序，可将格雷码分解参数
Figure 120960DEST_PATH_IMAGE116
，
Figure 574813DEST_PATH_IMAGE117
合并作为存储位宽，符号组合遍历序号
Figure 194013DEST_PATH_IMAGE115
作为存储地址。通过
Figure 133151DEST_PATH_IMAGE115
的取值范围（
Figure DEST_PATH_IMAGE118
），可确定存储地址的最大包络为
Figure 4155DEST_PATH_IMAGE075
，通过
Figure 79558DEST_PATH_IMAGE116
的取值范围（
Figure DEST_PATH_IMAGE119
），以及
Figure 40299DEST_PATH_IMAGE117
的取值范围（
Figure DEST_PATH_IMAGE120
），可确定存储位宽最大包络。由于参数
Figure 466732DEST_PATH_IMAGE117
二进制分解值的最低位即可用于符号判决，因此存储位宽最大包络定义为
Figure DEST_PATH_IMAGE121
，最大组内跨信息数
Figure 672585DEST_PATH_IMAGE002
直接确定格雷码分解参数的存储字长。
最后，在各组匹配符号组合下的相干积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE122
的基础上，通过组间逐比特位估计合成积分值进行峰值搜索。本申请实施例中将分组数
Figure 133654DEST_PATH_IMAGE056
固定设置为2，此时的综合检测性能最优。将分组1与分组2的匹配符号组合相干积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE123
与
Figure DEST_PATH_IMAGE124
均映射到存储器B，从而达到共享状态控制信号的目的，其逐比特合成积分序列峰值搜索的输入数据流和搜索存储处理流程示意图如图10所示。图10中箭头的意义与图9中的相同，处理步骤中的“
Figure DEST_PATH_IMAGE125
”代表输出的频率积分合成值作为门限检测量输入值并缓存输出作为调试观测数据；“
Figure DEST_PATH_IMAGE126
”代表频率检测引索号；“
Figure DEST_PATH_IMAGE127
”代表频率检测引索号对应的多普勒频率检测值。
符号组合迭代搜索器组105，通过采用逐比特累加合成法，将各组符号匹配等效积分值进行相干合成，从而获得边沿支路下，等效积分时长
Figure DEST_PATH_IMAGE128
内剥离调制信息后的等效积分值。其中，逐比特累加合成法的信号处理过程如下所述：
当
Figure DEST_PATH_IMAGE129
时，有：
Figure DEST_PATH_IMAGE130
，
Figure 977545DEST_PATH_IMAGE052
式（7）
当
Figure DEST_PATH_IMAGE131
时，有：
Figure DEST_PATH_IMAGE132
，
Figure 828958DEST_PATH_IMAGE052
式（8）
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE133
表示第
Figure DEST_PATH_IMAGE134
组中各数字频率单元对应的符号匹配等效相干积分值，函数
Figure DEST_PATH_IMAGE135
表示当
Figure DEST_PATH_IMAGE136
取大值时，
Figure DEST_PATH_IMAGE137
的取值。
依此迭代方法进行计算，直到完成
Figure DEST_PATH_IMAGE138
个符号分组下的逐比特合成，其等效的计算表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE139
，
Figure 150086DEST_PATH_IMAGE052
上述模型中，去掉下标
Figure 934503DEST_PATH_IMAGE115
表示符号匹配数据类型，
Figure DEST_PATH_IMAGE140
表示各数字频率单元下剥离N个符号调制信息后的等效积分值。
如上所述的符号组合迭代搜索，通过逐比特累加合成法完成跨
Figure 237046DEST_PATH_IMAGE004
个符号的等效积分，只需要进行
Figure 106913DEST_PATH_IMAGE096
种符号组合的遍历计算，相比于直接符号组合遍历的呈指数递增的
Figure DEST_PATH_IMAGE141
种，有效的降低了计算复杂度。
具体地，在实施过程中，结合图7、图8、图9、图10所示，迭代搜索单元的迭代搜索过程，是先进行组内匹配符号组合下的频域相干积分值的搜索过程，然后进行组间逐比特合成积分值的峰值搜索过程。
在迭代搜索的过程中，首先，先进行如图7所示的组内匹配符号组合下的频域相干积分值的搜索过程，以组内符号组合下的频域峰值
Figure DEST_PATH_IMAGE142
为判断依据，逐次比较所有符号组合，获得匹配的符号组合，并独立存储其相干积分值
Figure 185727DEST_PATH_IMAGE099
。具体地：
在迭代的初始阶段，
Figure DEST_PATH_IMAGE143
。
针对第0种（初始）符号组合，采用公式（4）计算获得第0种（初始）符号组合下的各等效相干积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE144
、
Figure DEST_PATH_IMAGE145
……
Figure DEST_PATH_IMAGE146
、
Figure DEST_PATH_IMAGE147
。
具体地，可以是将
Figure DEST_PATH_IMAGE148
、
Figure DEST_PATH_IMAGE149
……
Figure DEST_PATH_IMAGE150
串联后进行求和，即将地址
Figure 610936DEST_PATH_IMAGE148
、
Figure DEST_PATH_IMAGE151
……
Figure 818801DEST_PATH_IMAGE150
的短时积分结果串联求和，获得
Figure DEST_PATH_IMAGE152
，并存储到存储器A的对应位置。然后将
Figure DEST_PATH_IMAGE153
、
Figure DEST_PATH_IMAGE154
……
Figure DEST_PATH_IMAGE155
串联后进行求和，获得
Figure DEST_PATH_IMAGE156
，并存储到存储器A的对应位置。余下的以此类推，直至对
Figure DEST_PATH_IMAGE157
、
Figure DEST_PATH_IMAGE158
……
Figure DEST_PATH_IMAGE159
串联后进行求和，获得
Figure DEST_PATH_IMAGE160
，并存储到存储器A的对应位置。
其中，
Figure 362915DEST_PATH_IMAGE144
表示第0种符号组合下，偏移地址为0或者0号频率检测单元的等效相干积分值，
Figure 42158DEST_PATH_IMAGE145
表示第0种符号组合下，偏移地址为1或者1号频率检测单元的等效相干积分值，余下的以此类推。在获得
Figure 801166DEST_PATH_IMAGE147
之后，实际上是完成了存储器1的当前的短时积分结果的搜索过程，因此，可独立存储组内符号组合下的频域峰值
Figure DEST_PATH_IMAGE161
作为判断依据，记组内符号组合下的频域峰值为
Figure DEST_PATH_IMAGE162
，则有
Figure DEST_PATH_IMAGE163
。然后将
Figure 117616DEST_PATH_IMAGE144
、
Figure 962075DEST_PATH_IMAGE145
……
Figure 445009DEST_PATH_IMAGE146
、
Figure 58524DEST_PATH_IMAGE147
从存储器A映射到存储器B，进入对存储器2的迭代搜索处理。
然后，进入针对后续的第1种符号组合（
Figure DEST_PATH_IMAGE164
）的迭代过程。
针对第1种符号组合（
Figure 625770DEST_PATH_IMAGE164
）基于公式（6）分解得出
Figure DEST_PATH_IMAGE165
,从而采用公式（5）计算获得第1种（初始）符号组合下的各等效相干积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE166
、
Figure DEST_PATH_IMAGE167
……
Figure DEST_PATH_IMAGE168
、
Figure DEST_PATH_IMAGE169
。
鉴于分解出的迭代计算符号判决量
Figure 3531DEST_PATH_IMAGE108
，可以在上一次计算获得的等效相干积分值的基础上，通过并行的方式计算获得当前的等效相干积分值，即
Figure DEST_PATH_IMAGE170
，
Figure DEST_PATH_IMAGE171
……
Figure DEST_PATH_IMAGE172
。计算获得的等效相干积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE173
、
Figure DEST_PATH_IMAGE174
……
Figure DEST_PATH_IMAGE175
可存储在存储器A的相应位置。
在计算获得
Figure 477106DEST_PATH_IMAGE166
、
Figure DEST_PATH_IMAGE176
……
Figure 741865DEST_PATH_IMAGE175
之后，确定组内符号下的频域峰值
Figure DEST_PATH_IMAGE177
，并结合组内符号下的频域峰值更新组内符号组合下的频域峰值。具体地，由于此时已有
Figure DEST_PATH_IMAGE178
，则若
Figure DEST_PATH_IMAGE179
，则用
Figure 665697DEST_PATH_IMAGE177
更新
Figure 219169DEST_PATH_IMAGE162
，即
Figure DEST_PATH_IMAGE180
，否则，维持
Figure 450430DEST_PATH_IMAGE178
不变。然后将
Figure 38537DEST_PATH_IMAGE173
、
Figure 24948DEST_PATH_IMAGE174
……
Figure 835690DEST_PATH_IMAGE175
从存储器A映射到存储器B，从而达到共享控制状态信号的目的。
余下的以此类推，直至完成的第
Figure DEST_PATH_IMAGE181
种符号组合的迭代搜索过程，获得在各组组内符号匹配的频率维等效相干积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE182
、
Figure DEST_PATH_IMAGE183
……
Figure DEST_PATH_IMAGE184
。
然后在各组匹配符号组合下的相干积分值
Figure 73905DEST_PATH_IMAGE182
、
Figure DEST_PATH_IMAGE185
……
Figure 687157DEST_PATH_IMAGE184
的基础上，通过组间逐比特累加合成的方式，对各组符号匹配等效积分值进行相干合成，从而获得各边沿之路下，等效积分时长
Figure 844469DEST_PATH_IMAGE128
内剥离调制信息后的等效积分值。具体地，采用逐比特累加合成法，将各符号分组的组内符号匹配等效积分值进行相干合成，获得对应的符号边沿的边沿支路的等效积分时长内剥离调制信息后的频率维等效相干积分值。
其中，针对顺序分组
Figure DEST_PATH_IMAGE186
，等效积分时长
Figure 169271DEST_PATH_IMAGE128
内剥离调制信息后的等效积分值为
Figure DEST_PATH_IMAGE187
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE188
。
针对其他顺序分组（
Figure DEST_PATH_IMAGE189
），等效积分时长
Figure 414439DEST_PATH_IMAGE128
内剥离调制信息后的等效积分值为
Figure DEST_PATH_IMAGE190
，其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE191
,
Figure 678936DEST_PATH_IMAGE133
表示第
Figure 882515DEST_PATH_IMAGE056
组中各数字频率单元对应的符号匹配等效相干积分值，函数
Figure DEST_PATH_IMAGE192
表示当
Figure DEST_PATH_IMAGE193
取大值时，
Figure 225772DEST_PATH_IMAGE049
的取值。
从而基于上述过程，在残余的信息边沿与频率二维数据的等效积分值基础上，通过提取频率单元对应的所有边沿数据的峰值，将二维数据降低成只有频率单元的一维数据，获得各符号边沿的频率维等效相干积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE194
……
Figure DEST_PATH_IMAGE195
。
采用时分复用的方式循环符号组合迭代搜索器组105的上述处理过程，获得剥离调制信息符号后的频率维等效积分值
Figure DEST_PATH_IMAGE196
、
Figure DEST_PATH_IMAGE197
……
Figure DEST_PATH_IMAGE198
与符号边沿的等效积分值
Figure 586215DEST_PATH_IMAGE194
……
Figure DEST_PATH_IMAGE199
。
数据处理控制器106用以完成检测量、符号边沿估计及频率插值计算输入数据的实时提取。具体地，基于所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，提取峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值，并获取所述峰值对应的边沿参数与频率参数。
具体地，数据处理控制器106在符号组合迭代搜索器组105计算获得的数据流（频率维等效积分值
Figure 292834DEST_PATH_IMAGE196
、
Figure 791949DEST_PATH_IMAGE197
……
Figure 294606DEST_PATH_IMAGE198
与符号边沿的等效积分值
Figure 537368DEST_PATH_IMAGE194
……
Figure DEST_PATH_IMAGE200
）的约束下，采用冒泡比较法分两路比较路径同时提取参数：
其中一路，按照先边沿后频率的比较路径，提取频率维映射数据作为门限检测数据，进行门限判决处理；另一路按照先频率后边沿的比较路径，提取各边沿支路的峰值数据，并取其峰值数据对应的边沿参数作为边沿估计值，同时存储峰值数据对应的频率数据
Figure DEST_PATH_IMAGE201
，供专用的频率插值计算器访问。
由于如上所述的处理过程实现了高斯噪声特性下等效积分时长内的符号剥离，恢复了正弦载波的频域特性，因此可采用正弦波频率估计方法获得高精度的频率估计值
Figure DEST_PATH_IMAGE202
。
专用频率插值计算器107，在输入数据
Figure DEST_PATH_IMAGE203
基础上实现对直接FFT频率估计的实时插值计算。其基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值。
其中，输入数据
Figure 714140DEST_PATH_IMAGE203
等效为剥离
Figure 259522DEST_PATH_IMAGE004
个调制信息符号后，恢复正弦频域特性的FFT计算频域序列值。
具体地，专用频率插值计算器107采用修正的Rife插值法，首先
Figure DEST_PATH_IMAGE204
作为修正方向
Figure DEST_PATH_IMAGE205
的判决，然后，针对真实频率接近两相邻谱线中点时（修正因子
Figure DEST_PATH_IMAGE206
），Rife法具有估计误差小（接近CRLB）和误判概率小的特点，利用频移技术将信号的频谱向左或向右移动
Figure DEST_PATH_IMAGE207
量化单位，使被估计频率尽可能接近两相邻谱线中点，最后再估计，从而实现全频段良好的频率估计性能。
其中，频移因子
Figure 888956DEST_PATH_IMAGE207
与修正因子
Figure DEST_PATH_IMAGE208
满足关系：
Figure DEST_PATH_IMAGE209
。
频移因子为：
Figure DEST_PATH_IMAGE210
频移技术和频谱细化技术，改进Rife法的频率估计值
Figure 545196DEST_PATH_IMAGE202
计算公式可以为：
Figure DEST_PATH_IMAGE211
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE212
为谱峰对应的频率采样点位置。
码多普勒补偿与门限判决108和延时等待使能输出模块109实现DSSS- PSK兼容PSK有效输出中的参数换算与时序控制流程。从起始积分时刻启动计时，利用估计的载波频率值
Figure 638792DEST_PATH_IMAGE202
进行码多普勒补偿计算获得近似准确的码速率，通过设置的伪码周期配置参数实现伪码整周期时延量的计算，同时提取检测量进行门限判决，若成功检测，则在延时等待时刻使能参数估计结果输出，否则，重新进行参数估计。
具体地，码多普勒补偿与门限判决108，根据所述各瞬时频率等效相干积分值的平方模值，搜索频率主峰与最大旁瓣值，并利用所述搜索频率主峰与最大旁瓣值的比值作为门限检测量；基于符号匹配与失配的频域分布特性设定检测阈值进行门限判决。
码多普勒补偿与门限判决108在进行门限判决时，利用信息遍历过程中的失配与匹配单元在最恶劣模式下的差异性，提取频率主峰与最大旁瓣值之比作为门限检测量进行有效性判决，其判决的基本原理是理想信噪比条件下，任意信息调制模式的匹配峰值与失配峰值之间存在一定的门限设置余量。
码多普勒补偿与门限判决108在进行门限判决时，采用边沿映射到频率维的主峰值与最大旁瓣值之比作为检测量进行门限判决，其判决的理论依据是常发01符号信息下的频域多峰分布与剥离调制信息符号下的频域单峰之间存在一定的门限设计余量。
其中，最大旁瓣值筛选的逻辑关系如表2所示。
表2
Figure DEST_PATH_IMAGE213
表2中，②/③/④分别指代检测维度的第二/第三/第四大值。
Figure DEST_PATH_IMAGE214
/
Figure DEST_PATH_IMAGE215
分别指代峰值相邻左/右边检测值，下标“
Figure 89496DEST_PATH_IMAGE126
”表示它们对应的伪码相位引索号。
若门限判决有效，则码多普勒补偿与门限判决108利用高精度频率估计值通过码多普勒与载波多普勒的运动关系进行延时补偿计算，通过配置参数在整数倍伪码周期时刻使能估计输出结果，其计算式及其约束条件为：
Figure DEST_PATH_IMAGE216
式（9）
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE217
定义为起始积分时刻到完成参数估计时刻的总耗时，该值与实现结构、时钟速率以及调制参数相关，
Figure DEST_PATH_IMAGE218
定义为起始积分时刻到整数倍伪码周期时刻的总时长，
Figure DEST_PATH_IMAGE219
为
Figure 946505DEST_PATH_IMAGE218
跨越的伪码整周期数，
Figure DEST_PATH_IMAGE220
为伪码长度，
Figure DEST_PATH_IMAGE221
为***工作的标称射频频点。
若门限判决无效，则返回混频与解扩器101对原始数字中频信号
Figure 468754DEST_PATH_IMAGE009
进行混频处理或者混频解扩处理的处理过程，或者延时积分器组进行多个延时时长的延时得到多个符号边沿延时信号的过程，重新开始参数估计。
延时等待使能输出模块109，在起始积分时刻与参数估计结果使能输出时刻，通过计算的伪码整周期时延控制保持码相位一致。具体地，利用伪码多普勒频率估计值进行伪码多普勒补偿计算，获得近似准确码速率；通过设置的伪码周期配置参数以及近似准确码速率，计算伪码整周期时延量；在伪码整周期时延量的延时等待时刻，输出伪码多普勒频率估计值和符号边沿估计值。
参考图11所示的延时等待使能输出模块109的处理时序关系图，
Figure 715058DEST_PATH_IMAGE218
表示起始积分时刻到整数倍伪码周期时刻的总时长，通过参数配置计算完成，计算表达式如式（9）所示，
Figure 726877DEST_PATH_IMAGE217
表示起始积分时刻到完成参数估计时刻的总耗时，
Figure 455536DEST_PATH_IMAGE041
表示各符号边沿估计的短时积分数据缓存时间，
Figure DEST_PATH_IMAGE222
表示处理空闲等待时间，或称为处理时序余量，
Figure DEST_PATH_IMAGE223
表示三维遍历搜索的计算时间。
其中，所述的参数配置为最小的伪码周期数
Figure DEST_PATH_IMAGE224
，其取值计算表达式根据式（9）的变型获得：
Figure DEST_PATH_IMAGE225
式（10）
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE226
表示向上取整计算，
Figure DEST_PATH_IMAGE227
为残留载波多普勒频偏的不确定度。
式（10）中的起始积分时刻到完成参数估计时刻总耗时
Figure 30743DEST_PATH_IMAGE217
的评估计算模型为：
Figure DEST_PATH_IMAGE228
式（11）
式（11）中的
Figure DEST_PATH_IMAGE229
表示基础运算耗时，
Figure DEST_PATH_IMAGE230
表示组内符号组合迭代搜索耗时，
Figure DEST_PATH_IMAGE231
表示组间逐比特估计的合成累加耗时，它们的评估计算模型为：
Figure DEST_PATH_IMAGE232
式（12）
式（12）中
Figure DEST_PATH_IMAGE233
为2通道FFT运算器的时延量，
Figure DEST_PATH_IMAGE234
为***时钟，
Figure DEST_PATH_IMAGE235
为引入的时序设计余量。
式（12）中的
Figure 177559DEST_PATH_IMAGE041
为短时积分数据存储时间，其评估计算模型为：
Figure DEST_PATH_IMAGE236
。
基于如上所述本申请实施例的方案，具有以下优点：
（1）采用固定延时单元级联短时积分器获取信号的短时特性，通过配置参数可以适应任意符号速率下符号边沿、符号组合以及多普勒频率的三维遍历搜索；
（2）采用基于格雷码因式分解的迭代计算实现了符号组合遍历过程的加速，并将其运算过程分解成两个相互独立的级联处理单元——基础运算单元与迭代搜索单元，简化了运算处理流程，可实现流水操作；
（3）采用逐比特累加合成法降低了符号组合遍历的复杂度，在保持高斯噪声特性的同时有效提高了物理频率分辨率，通过实时插值方法实现高精度频率估计；
（4）根据符号匹配与失配的频域分布特性提取了检测量，实现了符号边沿与频率估计的门限判决；
（5）利用伪码周期性与码多普勒补偿方法，通过配置参数实现DSSS- PSK兼容PSK的符号边沿与频率估计。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (13)

1.一种适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计方法，其特征在于，所述方法包括：
对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号，并对各符号边沿延时信号的各等效符号码元分段分别进行短时积分运算，获得所述数字中频信号的各符号边沿估计支路的短时积分结果；其中，每个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号包括第一数目个符号分组，每个符号分组内包括第二数目个组内符号，每个组内符号被划分为第三数目个等效符号码元分段；
对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果，并对所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果进行加权运算，获得各基础运算结果；其中，补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果包括第四数目个瞬时频率等效相干积分值；
分别对各所述基础运算结果进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，获得符号分组个各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值；
基于所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，提取峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值，并获取所述峰值对应的边沿参数与频率参数；
基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值；
基于各瞬时频率等效相干积分值，提取各瞬时频率等效相干积分值的平方模值进行门限判决；
在门限判决有效时，利用频率估计值计算伪码多普勒频率估计值和整数倍伪码周期时刻，并在所述整数倍伪码周期时刻使能所述边沿参数对应的符号边沿、以及所述伪码多普勒频率估计值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果，并对所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果进行加权运算，获得各基础运算结果，包括：
采用符号分组数、组内符号数以及等效符号码元分段数的乘积结果作为补零快速傅里叶变换的计算有效点数，分别对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的各瞬时频率等效相干积分值；
确定各所述瞬时频率等效相干积分值对应的加权系数，将所述瞬时频率等效相干积分值与对应的所述加权系数相乘，获得对应的基础运算结果。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，确定各所述瞬时频率等效相干积分值对应的加权系数，将所述瞬时频率等效相干积分值与对应的所述加权系数相乘，获得对应的基础运算结果，包括：
根据所述瞬时频率等效相干积分值，确定加权系数的同步生成时序，构造加权系数生成矩阵存储表并基于确定的同步生成时序，获得补零快速傅里叶变换结果的加权系数；
将获得的加权系数与瞬时频率等效相干积分值进行同步相乘，获得对应的基础运算结果，并将获得的各基础运算结果按照数据存储地址映射表映射存储。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，分别对各所述基础运算结果进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，获得符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值，包括：
采用基于格雷码排序的快速迭代搜索法，对各所述基础运算结果进行各符号分组的组内符号组合下的遍历，获得符号分组内的符号组合与瞬时频率二维等效积分值；并以组内符号组合下的频域峰值为判断依据，逐次比较所有符号组合，获得匹配的符号组合，并获得其对应的组内符号匹配等效积分值；
采用逐比特累加合成法，将各符号分组的组内符号匹配等效积分值进行相干合成，获得对应的符号边沿的边沿支路的等效积分时长内剥离调制信息后的频率维等效相干积分值。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，提取峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值，并获取所述峰值对应的边沿参数与频率参数，包括：
根据所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，按照先频率后边沿的比较路径，提取各符号边沿的瞬时频率峰值，并对所述各符号边沿的瞬时频率峰值进行逐次比较，获取峰值数据对应的边沿参数；
根据所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，按照先边沿后频率的比较路径，提取各瞬时频率的符号边沿峰值，并对所述各瞬时频率的符号边沿峰值进行逐次比较，获取峰值数据对应的频率参数，获取各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值，包括：
基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值确定频移因子；
在真实频率接近两相邻谱线中点时，将信号的频谱向左或向右移动频移因子量化单位，使被估计频率尽可能接近两相邻谱线中点，获得频移后的相邻谱线频率等效相干积分值；
根据所述频率参数，频移因子和频移后的相邻谱线频率等效相干积分值进行频率插值计算，获得频率估计值。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，基于各瞬时频率等效相干积分值，提取各瞬时频率等效相干积分值的平方模值进行门限判决，包括：
根据所述各瞬时频率等效相干积分值的平方模值，搜索频率主峰与最大旁瓣值，并利用所述搜索频率主峰与最大旁瓣值的比值作为门限检测量；
基于符号匹配与失配的频域分布特性设定检测阈值进行门限判决。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述整数倍伪码周期时刻使能所述边沿参数对应的符号边沿、以及所述伪码多普勒频率估计值，包括：
利用伪码多普勒频率估计值进行伪码多普勒补偿计算，获得近似准确码速率；通过设置的伪码周期配置参数以及近似准确码速率，计算伪码整周期时延量；
在伪码整周期时延量的延时等待时刻，输出伪码多普勒频率估计值和符号边沿估计值。
9.一种适用于多模调制体制的符号边沿与频率估计***，其特征在于，所述***包括：依次连接的延时积分器组、符号组合基础运算器组、符号组合迭代搜索器组、数据处理控制器、码多普勒补偿与门限判决模块，以及延时等待使能输出模块，还包括与数据处理控制器、以及码多普勒补偿与门限判决模块连接的专用频率插值计算器，数据处理控制器还与符号组合基础运算器组连接；
延时积分器组，对混频解扩后的数字中频信号进行多个延时时长的延时，获得多个符号边沿延时信号，并对各符号边沿延时信号进行短时积分运算，获得所述数字中频信号的多个符号边沿的短时积分结果；其中，每个符号边沿估计支路的符号边沿延时信号包括第一数目个符号分组，每个符号分组内包括第二数目个组内符号，每个组内符号被划分为第三数目个等效符号码元分段；
符号组合基础运算器组，对各所述短时积分结果进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果，并对所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果进行加权运算，获得各基础运算结果；其中，补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果包括第四数目个瞬时频率等效相干积分值；
符号组合迭代搜索器组，分别对各所述基础运算结果进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，以及符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值；
数据处理控制器，基于所述各符号边沿与各瞬时频率等效相干积分值，提取峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值，并获取所述峰值对应的边沿参数与频率参数；
专用频率插值计算器，基于各符号边沿与各瞬时频率二维峰值对应的各瞬时频率等效相干积分值和频率参数进行频率插值估计，获得频率估计值；
码多普勒补偿与门限判决模块，基于各瞬时频率等效相干积分值进行门限判决，在门限判决有效时，利用频率估计值计算伪码多普勒频率估计值和整数倍伪码周期时刻；
延时等待使能输出模块，用于在所述整数倍伪码周期时刻使能所述边沿参数对应的符号边沿、以及所述伪码多普勒频率估计值。
10.根据权利要求9所述的***，其特征在于，所述延时积分器组包括：相互连接的延时计数器组和短时积分器组，所述延时计数器组与混频与解扩器连接，所述短时积分器组与所述符号组合基础运算器组连接；
所述延时计数器组，包括有级联的多个延时单元，级联的首个延时单元的输入端与混频与解扩器的输出端连接，级联的各个延时单元的输出端，均与短时积分器组连接，每个延时单元均对输入的数字中频信号进行延时后输出，级联的多个延时单元的输入端对应符号边沿的短时积分起始时刻；
所述短时积分器组，包括多个短时积分器以及与短时积分器一一连接的存储器，各短时积分器对对应的符号边沿延时信号的各等效符号码元分段分别进行短时积分运算，获得对应的符号边沿的短时积分结果，并存储在对应的存储器中。
11.根据权利要求9所述的***，其特征在于，所述符号组合基础运算器组，包括：
FFT处理器，用以采用符号分组数、组内符号数以及等效符号码元分段数的乘积结果作为补零快速傅里叶变换的计算有效点数，对各符号边沿估计支路的短时积分结果，进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果；
乘法器，用以确定各所述补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果对应的加权系数，将各路补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果与对应的所述加权系数相乘，获得对应的基础运算结果；
存储器，用以存储乘法器计算获得的各基础运算结果。
12.根据权利要求11所述的***，其特征在于：
所述符号组合基础运算器组，还包括：选择器，用以从各路符号边沿估计支路的短时积分结果中，选择待处理的符号边沿估计支路的短时积分结果；
所述FFT处理器，用以对所述选择器选择的符号边沿估计支路的短时积分结果，进行补零快速傅里叶变换，获得补零快速傅里叶变换的瞬时频率结果；
所述存储器为多个双端口存储器，通过将双端口存储器的读写地址拆分为基地址与偏移地址，获得数据存储地址映射表的访问地址。
13.根据权利要求12所述的***，其特征在于：所述符号组合迭代搜索器组，包括并行的至少两个迭代搜索单元；
任意一个迭代搜索单元，用以对从多个双端口存储器提取的各基础运算结果，进行符号分组内的符号组合与瞬时频率二维峰值搜索，获得符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值；并对所述符号分组各组内符号匹配的各瞬时频率等效相干积分值进行组间逐比特合成积分值的峰值比较，获得各符号边沿的剥离调制信息后的各瞬时频率等效相干积分值。
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