CN1116464A - 检测输入信号电平的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种电平检测器检测输入信号(205)的电平。整流器(210)接收输入信号，提供一个已整流信号(215)。一个前置滤波器(220)接收已整流信号，在抽取样值频率的整数倍频率附近的频率上衰减已装流信号的高频分量。前置滤波信号(225)由一个抽取器(230)抽取，并由一个低通滤波器(240)进行低通滤波，低通滤波器的通频率在输入信号的输入频率之下。电平检测器可以用以控制一个增益可变放大级电路，根据检测的电平由该放大级对输入信号提供一个增益，以形成一个动态范围压缩器和扩展器。

Description

检测输入信号电平的方法和装置

本发明涉及电平检测器，具体涉及用以检测输入信号电平的装置。

检测信号电平的电路典型地对信号进行整流和滤波，以得到一种预定量度的信号幅度，例如平均电平或均方根(RMS)电平。整流器诸如二极管全波整流器可被应用。全波整流器整流后，其输出由低通滤波器滤波，以产生一个有意义的直流电平。电平检测器业已应用于一些应用场合，例如自动控制***、光强检测器、声强检测器和动态范围压扩器。

压扩器可使通信信号的动态范围改变，以通过一种通信媒体进行发送或接收。此类通信媒体可以是有线或无线媒体。为了减小通信媒体所需的带宽或动态范围，对通信信号进行压扩。在通信信号压扩时，在它通过通信媒体发送之前被压缩，然后在通过通信媒体接收之后，被扩展(未压缩)。一个电平检测器被用来确定经过通信媒体发送的输入信号所需的压缩量。类似地，另一个电平检测器用来检测经过通信***接收的信号的电平，并根据检测的电平来扩展该信号。

图1示出在先有技术的压扩器中可应用的一种电平检测器。整流器110对输入信号105进行整流，以产生全波整流信号112。已整流的信号112被低通滤波，产生出输出信号电平150，具有单极RC时间常数，该时间常数取决于开关电容器125、开关115、120、130、135和电容器145的组合。整流器110、开关电容器125和开关115、120、130、135都形成在一个集成电路芯片上。电容器145因其电容量大而是一个在芯片外的电容器。大的芯片外电容器145须经一个引脚连接140连接到集成电路芯片上。由于大的电容量会占去集成电路芯片的一大部分面积，所以将大电容器145放在集成电路芯片内是不实际的。

图1的电平检测器的元件是先有技术中已知的、能充分集成的最大容量了。开关电容器125和开关115、120、130、135已被提供，以仿真一个电阻。芯片上的电阻会比电容器的制作耗去较多的集成电路芯片面积。为此，开关电容器125可避免放置一个芯片外电阻。然而，将大的芯片外电容器145集成在芯片上迄今还是不实际的。

对于大多数的电平检测的应用场合，低通滤波器需有一个相当低的3dB转角频率。在压扩话音频带信号的应用场合，往往希望转角频率为10Hz的量级。对于图1所示的先有技术情况，3dB转角频率由下式给出：

3dB转角频率＝f_sC₁₂₅/2πC₁₄₅    (1)式中，f_s是控制图1中开关的取样时钟频率，C₁₂₅是电容器125的电容量值，C₁₄₅是电容器145的电容量值。对话音信号的取样必须有足够高的取样率，以避免信号混叠，典型的取样率可以是32KHz。对于所需的3dB转角频率10Hz和取样频率32KHz，由式(1)会得出一个极大的电容比，约为500∶1。这样大的电容比对于集成电路是不实际的或不可能的，故需应用一个大的外部电容器。此外，对于一个外部电容器而言，电路板泄漏电流成为一个电流出口，会使电容器145变得极大，不管在哪儿，其范围为0.01μF到10μF。还有，需要外部电容器和外部引脚连接140会增加成本。

为了减小电子设备的尺寸，希望全部元件完全集成化，例如电容器145集成在电路芯片上。鉴于上面所述问题的存在，先前这样做的尝试是不成功的。

结合以下附图来阅读详细的描述，本发明的许多结构和特点变得显而易见了。

图1示出先有技术中电平检测器的电路原理图。

图2示出按照本发明的电平检测器的电路方框图。

图3至图6示出按照本发明的一个示例的电平检测器中信号幅度与信号时间的曲线图。

图7示出按照本发明的一个整流器和预滤波器的电路图。

图8示出按照本发明的一个抽取器(decimator)和低通滤波器的电路图。

图9示出按照本发明的一个扩张器的电路方框图。

图10示出按照本发明的一个压缩器的电路方框图。

由于本发明的提供了如下的和其它的特点，因而本发明解决了上述的以及其它的问题。一种电平检测方法及其装置检测出输入信号的电平。一个整流器对输入信号进行整流。一个前置滤波器衰减已整流信号的高频分量。一个时间取样的低通滤波器接收从前置滤波器来的已前置滤波的信号，并输出其电平。按照其它的实施例(其中的前置滤波器是时间取样滤波器)，设置一个抽取器对前置滤波器来的前置滤波信号样值进行取样，并将前置滤波信号的抽取样值提供给所述的时间取样低通滤波器。该电平检测器可以控制一个可变增益级电话，该电路根据检测的电平赋与输入信号一个增益，以形成一个动态范围压缩器或扩展器。按照本发明，这样的电路结构可以完全集成在一个集成电路芯片上，无需芯片外的元件。

图2示出按照本发明的一个电平检测器。该电平检测器的元件完全集成在单片集成电路芯片上。因在整流器210整流之后提供了一个前置滤波器220和抽取器230，实现了元件的完全集成并消除了大电容器。在前置滤波器220和抽取器230之后提供一个时间取样低通滤波器240，时间取样低通滤波器的通频带和取样率根据前置滤波器的通频带和输入信号的频率来确定。前置滤波器220最好是一个抗混叠滤波器(anti—aliasing filter)，以避免由电平检测器中的取样所引入的重复频谱干扰。

整流器210对输入信号205整流，产生已整流信号215。前置滤波器220对已整流信号215进行低通滤波，抑制高频分量，并产生时间取样信号225。抽取器230接收时间取样信号225，以低得多的取样率对它再取样，产生抽取的时间取样信号235。时间取样低通滤波器240以抽取率对信号235取样，除掉额外的高频分量，产生所需的输出电平245。

在一种典型应用中，输入信号205可以是频带限制在300Hz到3000Hz的话音信号。在此情况下，典型的抗混叠滤波器220可以由一个3dB转角频率为200Hz的二阶时间取样低通滤波器构成。此滤波器的典型取样率可以是32KHz。抽取器230典型地执行16∶1的抽取，在节点235上得到一个取样率为2KHz的信号。以2KHz抽取率进行时间取样的低通滤波器240典型地可以具有一个3dB转角频率低于10Hz的一阶低通响应。这个很低频率的极点导致形成一个输出信号245，它能缓慢地跟踪输入的话音波形的幅度或电平。

时间取样低通滤波器240的阶次和3dB转角频率决定了电平检测器对输入信号205电平变化的最终响应时间。通常，希望相当低的响应时间，以便产生纹波小、输出电平稳定的信号。这样，对于话音信号场合，一阶转角频率一般低于10Hz。如果需要快些或慢些的响应时间，可以适当地改变低通滤波器的转角频率。

具有这样的低转角频率的时间取样低通滤波器的有效实现，需要低的取样率。然而，取样率又必须足够高，以使节点245处的输出信号电平无明显失真。抗混叠滤波器220必须滤除低通滤波器240取样频率整数倍附近的高频信号分量，以使低通滤波器引入的信号混叠最小。在上例中，抗混叠滤波器220在频率2KHz上要衰减40dB。上例中，由于时间取样整流器210和/或抗混叠滤波器220必须处理300Hz至3000Hz频率范围内的信号，所以通常选择32KHz的过取样率。

请注意，在一般情况下，整流器210和抗混叠滤波器220可以是时间连续的电路。这样，不再需要抽取器230，而低通滤波器240将是唯一的时间取样电路部分。

按照本发明作成的电平检测器能容易地以高的面积利用率完全集成在一个集成电路芯片上，从而免除一切外部元件。

图3到图6示出图2中示例的电平检测器内一些特定点上信号幅度与信号时间之间的关系曲线。图3示出由电平检测器处理的输入信号205的波形例子。这个信号可以是一个话音信号，频率范围是300Hz到3000Hz。图4示出整流器210的输出已整流信号215的例子。请注意，图4所示例子的已整流信号215是一个全波整流信号。图5示出抗混叠滤波器220的前置滤波信号225的输出。请注意，图5所示的前置滤波信号225的波形表明，由抗混叠滤波器220滤除了某些高频分量。图6示出低通滤波器240输出的低通已滤波信号245。请注意，因抽取器230仅以低于时间取样抗混叠滤波器220的取样率对信号225再取样，故抽取器230产生输出的已被抽取的信号235，该信号实质上与抽取器230的输入信号225之间无差异。如图6所示，这个例子中得到的输出信号电平波形245是一个缓慢移动的“直流式”信号，其幅度直接与输入信号的幅度有关。

图7示出按照本发明的整流器和前置滤波器的原理图。施加在节点704上的输入信号V_IN由比较器712、开关716、与非门720、724、开关736、744和电容器740、748进行整流。抗混叠滤波器由一个自动调零开关电容器四阶(biquad)滤波器组成，该滤波器包括：开关736、744、756、760、772、776、788、790、电容器740、748、752、764、780、784、792和运算放大器768、794。

图7所示的，附注θ₁和θ₂的开关代表由二相时钟驱动的搬扭开关，具有偶相θ₂和奇相θ₁。开关将电容器连接如符号“θ₁”和“θ₂”所示的在一个节点或另一个节点上。开关736和744也代表搬扭开关。然而，开关736由具有相θ_A和相θ_B的双相时钟驱动，它们由与非门720的输出722控制。当与非门720的控制信号输出722为逻辑“1”时，开关736在θ_A位置上。当与非门720的控制信号输出722为逻辑“0”时，开关736在θ_B位置上。类似地，开关744由标有θ_C和θ_D的双相时钟驱动，它们由与非门724的输出726来控制。当与非门724的控制信号输出726为逻辑“1”时，开关744在θ_C位置上。当与非门724的控制信号输出726为逻辑“0”时，开关744在θ_D位置上。实际的电路设计最好采用MOS场效应晶体管开关。

如图7中所示，输入信号704同时施加到比较器712和开关电容器四阶(biguad)滤波器输入开关736、744上。输入信号N_IN的整流由比较器712的检知输入信号极性来实现，得到的极性用来具体地使开关电容器四阶滤波器或是反相或是不反相。

作为例子，如果节点704上的N_IN高于地电位，则比较器712的正端输出713为逻辑“1”，比较器712的负端输出714为逻辑“0”。这使得与非门724的输出726为逻辑“1”，从而迫使开关744处于θ_C位置上，以使开关电容器748脱离开关电容器四阶滤波器。与此同时，与非门720工作，允许开关716对开关736的θ_A和θ_B进行控制，使之与开关电容器四阶滤波器的θ₁和θ₂同步。根据开关电容器740的接通和开关电容器748的不接通，使开关电容器四阶滤波器置于不反相状态。类似地，如果输入信号704低于地电位，则开关电容器740将不起作用而开关电容器748起作用而接通，使抗混叠滤波器处于反相状态。在节点796上得到的输出V_F在本实施例中将是一个正的全波整流和滤波的信号。

图7中的抗混叠滤波器由偏置抵消自动调零(offset Cancelingautozeroed)开关电容器四阶滤波器构成，用来减小放大器768的输入基准偏置。在相θ₁期间，开关772短路掉放大器768，使电容器752、740和748存储其偏置量。在相θ₂期间，电容器752、740和748提供存储的偏置电压，它抵消掉放大器768的偏置。

四阶滤波器的直流增益取决于输入电容器740或748(具体视哪个起作用接通而定)与反馈电容器752之比。为此，输入电容器740和748必须相等，以使得两种整流相位期间保持同样的增益。电路中其余电容器的电容比值决定了抗混叠滤波器的两个极点位置。

图8示出按照本发明的一个抽取器和低通滤波器的原理图。图8所示的低通滤波器由一个单极自动调零开关电容器滤波器构成。与图7中对开关电容器四阶滤波器所作的叙述相类似，图8所示的、附注θ₃和θ₄的开关代表了由二相时钟驱动的搬扭开关，它具有偶相θ₄和奇相θ₃。实现抽取作用简单地使此二相时钟工作在比之图7中相θ₁和θ₂所属时钟为慢的频率上。图8所示的单极自动调零开关电容器低通滤波器由开关815、830、835、850、电容器820、825、840和运算放大器845组成。图7中节点796上的输出信号V_F连接到图8中节点810的输入信号V_F上。

类似于图7中的四阶滤波器，图8中的低通滤波器由一个偏置抵消自动调零结构电路构成，以减小放大器845的输入基准偏置。在相θ₄期间，开关850短路掉放大器845，使得电容器825和820存储放大器的偏置量。在相位θ₃期间，电容器825和820供给出存储的偏置电压，它抵消掉放大器845的偏置。该放大级的直流增益取决于开关输入电容器820与开关反馈电容器825的电容量比。该放大级的3dB极点频率由下式给出：

    3dB极点频率＝f_sC₈₂₅/2πC₈₄₀    (2)式中，f_s是低通滤波器的取样频率，C₈₂₅是电容器825的电容量值，C₈₄₀是电容器840的电容量值。从式(2)中可以看到，要达到低的3dB极点频率，须在取样频率f_s的值与电容器840对电容器825的电容量比值之间作出协调。如果人们为了处理图2中原始输入信号205的频率成分需要而对时间取样低通滤波器240以通常地高的取样频率定时钟，则低的偏置性能所要求的电容器比值和所得到的总电容量对于实际的集成化来说会变得太大了。然而，本发明允许以低得多的取样频率f_s对低通滤波器定时钟，因而允许一个电容比能在高的面积利用率下容易地集成电路化。

图9和图10示出按照本发明、应用了一个输入信号电平检测器的压扩器电路方框图。图9示出按照本发明的一个扩展器。如图9所示，输入信号905由整流器910、抗混叠滤波器915、抽取器920、低通滤波器925和模/数转换器930来处理。输入信号905还施加到增益可变放大级935上。然后，模/数转换器(A/D)930的输出去控制增益可变级935的增益，通常可对原始输入信号905提供出1∶2的动态范围扩展。

图10示出按照本发明的一个压缩器的电路方框图。输入信号1005施加到增益可变放大级1010的输入端上。增益可变级1010的输出端连接到高通滤波器1015的输入端，用高通滤波器来滤掉直流偏置。高通滤波器1015的输出1020通过整流器1025、抗混叠滤波器1030、抽取器1035、低通滤波器1040和模/数转换器(A/D)1045后进行反馈。低通滤波器1040的输出信号1042由模/数转换器1045使之数字化，然后去控制增益可变放大级1010的增益。该反馈环路产生出输出信号1020，它使输入信号1005通常达到2∶1的动态范围压缩。

虽然在上面的描述和附图中业已示出和描述了本发明，但应理解到，这种描述只是举例性的，本领域的技术人员可以作出无数的改变和变型，而偏离不开本发明的精神实质和范围。本发明可应用于许多场合中的电平检测，诸如自动控制器、声音和光线检测器，或是动态范围压扩器等。此外，采用各样的电路结构，包括开关电容器结构，可将本发明完全地集成电路化。除了离散的成分之外，本发明也能以数字信号处理器方式来实现。

Claims (10)

1.一种电平检测器，用以检测输入信号电平，其特征在于，包括：

一个整流器，工作时被耦合来用以接收输入信号，和提供已整流信号；

一个前置滤波器，工作时被耦合到所述整流器上，用以对所述整流器来的已整流信号衰减其中的高频分量，提供已前置滤波的信号；

一个抽取器，工作时耦合到所述前置滤波器上，用以对所述前置滤波器来的已前置滤波的信号进行取样，提供抽取器样值；

一个时间取样低通滤波器，工作时被耦合用以接收自所述抽取器来的已抽取样值，输出其信号电平。

2.按照权利要求1的一种电平检测器，其特征在于，所述前置滤波器包括一个时间取样前置滤波器，在工作时耦合到所述整流器上，以提供已前置滤波的信号样值。

3.按照权利要求2的一种电平检测器，其特征在于，所述抽取器工作在抽取样值频率上，所述前置滤波器的频率响应在抽取样率的整数倍频率附近的频率上对已整流信号的高频分量有足够的衰减。

4.按照权利要求2的一种电平检测器，其特征在于，所述抽取器的抽取频率被选择得可对所述时间取样前置滤波器和所述时间取样低通滤波器实现集成电路化时，总的组合的表面积最小。

5.按照权利要求1的电平检测器，其特征在于，所述前置滤波器含有一个抗混叠滤波器。

6.按照权利要求1的电平检测器，其特征在于，所述时间取样低通滤波器的通频带在输入信号的输入频率之下。

7.按照权利要求1的电平检测器，其特征在于，所述抽取器的抽取频率被选择得可使所述低通滤波器能以集成电路形式做成时间取样低通滤波器；所述前置滤波器的频率响应在抽取样值频率的整数倍频率附近的频率上对已整流信号的高频分量有足够的衰减。

8.按照权利要求1的电平检测器，其特征在于，在压扩器中提供的所述电平检测器包括一个增益可变放大级，在工作时被耦合，用以根据自所述时间取样低通滤波器来的电平对输入信号施加上一个增益。

9.一种依据输入信号的电平工作的方法，其特征在于，包括以下步骤：

(a)对输入信号整流，提供一个已整流信号；

(b)对已整流信号的离散时间样值前置滤波，衰减其高频分量，提供已前置滤波的信号样值；

(c)对所述步骤(b)中得到的前置滤波信号进行抽取，以提供已前置滤波信号的抽取的样值；

(d)对所抽取样值的离散的时间样值进行低通滤波，输出其电平。

10.按照权利要求9的方法，其特征在于，所述步骤(c)是在抽取样值频率上对已预滤波信号样值进行抽取；所述步骤(b)对已整流信号进行前置滤波，以在抽取样值频率的整数倍频率附近的频率上足够地衰减高频分量。

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