CN111628745B - 信号传输线和双工器、多工器、通信设备 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种信号传输线和双工器、多工器、通信设备。该双工器包括天线，以及基于声波谐振器构成的发射滤波器和接收滤波器，还包括阻抗变换器，该阻抗变换器为该信号传输线；所述信号传输线的第一金属信号线层的首端与天线连接，第二金属信号线层的尾端与接收滤波器或发射滤波器的天线端连接。本发明的技术方案中的该信号传输线具有较高的特征阻抗，在双工器设计中实现阻抗变换的同时，所需传输线的电长度缩短，减小了传输线所占空间，有利于器件的小型化设计。另外，所述信号传输线与接收滤波器和/或发射滤波器中的耦合单元之间存在电磁耦合路径，通过调节所述电磁耦合路径的耦合模式和耦合强度可实现对应频段的带外抑制特性和隔离度特性的提升。
Description
技术领域
本发明涉及滤波器技术领域，特别地涉及一种信号传输线和双工器、多工器、通信设备。
背景技术
近年来的通信设备小型化和高性能趋势的加快，给射频前端提出了更高的挑战。在射频通信前端中，一方面要通过减小芯片和封装基板的尺寸来实现小型化，另一方面要通过减少损耗来源以及更好的谐振器配合设计来实现更好的性能。在现有的滤波器结构中，用于匹配的无源器件较多，同时用于改善特定性能比如滚降插损等也需要额外引入更多的电感、电容、耦合等多种结构。
普通的滤波器的一种典型结构如图1所示，图1是根据现有技术中的声波滤波器的一种结构的示意图。这种滤波器100中，输入端T1和输出端T2之间有电感L1、L2以及多个谐振器(通常称作串联谐振器)S11～S14，各串联谐振器的连接点与接地端之间的多个支路(通常称作并联支路)上分别设置有谐振器P12～P14(通常称作并联谐振器)，以及电感L3～L5。各并联谐振器上添加有质量负载层，使并联谐振器的频率和串联谐振器的频率具有差异从而形成滤波器的通带。
图2为传统的薄膜体声波谐振器的切面示意图。如图2所示，薄膜体声波谐振器300中，31是半导体衬底材料，35是通过刻蚀得到的空气腔，薄膜体声波谐振器的底电极33淀积于半导体衬底31之上，32为压电薄膜材料，34为顶电极。虚线框选区域为35空气腔、34顶电极、33底电极和32压电层的重叠区域，此为谐振有效区。其中，顶电极和底电极的材料可以由金(Au)、钨(W)、钼(Mo)、铂(Pt)、钌(Ru)、铱(Ir)、钛钨(TiW)、铝(Al)、或钛(Ti)等类似金属形成；压电层的材料可以为氮化铝(AlN)、氧化锌(ZnO)、锆钛酸铅(PZT)、铌酸锂(LiNbO3)、石英(Quartz)、铌酸钾(KNbO3)或钽酸锂(LiTaO3)等。压电薄膜的厚度一般小于10微米。氮化铝薄膜为多晶形态或者单晶形态，生长方式为薄膜溅射(sputtering)或者有机金属化学气相沉积法(MOCVD)。
图3为根据现有技术中的体声波谐振器(BAW)的阻抗频率特性示意图。BAW谐振器的主谐振存在两个谐振频点：一个是谐振电路阻抗值达到极小值时的fs，将fs定义为该谐振器的串联谐振频点；另一个是当谐振电路阻抗值达到极大值时的fp，将fp定义为该谐振器的并联谐振频点。
如图4所示为现有技术中的一种方案，在双工器发射滤波器的天线端与发射滤波器并联支路某一节点之间加入一个电容50支路，通过调节该支路的电容值来调节高频信号在该支路的传输特性，从而实现该支路的高频信号与泄漏到发射滤波器的高频信号幅度相同、相位相反，使得接收滤波器带外阻抗发生变化，从而实现对应频段的带外抑制特性和隔离度特性的提升。
上述方法虽然实现了改善双工器带外抑制特性以及隔离度特性的目的，但是，所述电容需在芯片上额外设置叉指电容来实现，这必将导致滤波电路的大型化，且包含此滤波电路的高频模块大型化的问题。
对于双工器而言，如何进一步缩小器件尺寸并提高带外抑制特性以及隔离度特性，是始终关心的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种信号传输线和双工器、多工器、通信设备，其中的双工器和多工器具有较小的尺寸，并且较佳的带外抑制特性以及隔离度特性。
为实现上述目的，根据本发明的第一方面，提供了一种信号传输线。
本发明的信号传输线包括叠加设置的顶部金属层、第一金属信号线层、第二金属信号线层和底部金属层；顶部金属层与第一金属信号线层之间设有第一介质层，第一金属信号线层与第一金属信号线层之间设有第二介质层，第二金属信号线层与底部金属层之间设有第三介质层；第一金属信号线层和第二金属信号线层具有设定宽度，第二介质层上设有过孔，第一金属信号线层的尾端与第二金属信号线层的首端经该过孔电连接。
可选地，第一金属信号线层和第二金属信号线层的宽度W相等，第一金属信号线层与第二金属信号线层沿平行于顶部金属层方向相错设置，两者相错距离为S，并且0≤S≤2W。
可选地，该信号传输线的特征阻抗大于60欧姆。
可选地，第一介质层和第三介质层的厚度相同。
可选地，第一金属信号线层和第二金属信号线层厚度相同。
根据本发明的第二方面，提供了一种双工器。
本发明的双工器，包括天线，以及基于声波谐振器构成的发射滤波器和接收滤波器，还包括阻抗变换器，该阻抗变换器为本发明所述的信号传输线；所述信号传输线的第一金属信号线层的首端与天线连接，第二金属信号线层的尾端与接收滤波器或发射滤波器的天线端连接。
可选地，第二金属信号线层的尾端与接收滤波器的天线端连接；发射滤波器和/或接收滤波器的并联支路上设有耦合单元，该耦合单元与阻抗变换器之间存在电磁耦合。
可选地，耦合单元包括第一电感和第二电感；第一电感与滤波器的一个并联支路上的谐振器并联；第二电感的第一端与该谐振器的近地端连接，第二电感的第二端接地。
可选地，耦合单元包括第一电感和第二电感；第一电感和第二电感的第一端均与并联谐振器的近地端连接；第一电感的第二端悬空，第二电感的第二端接地；发射滤波器的输出端与信号发射端之间设有第一串联电感，发射滤波器中的耦合单元的第一电感与该第一串联电感之间形成第一寄生电容；接收滤波器的输出端与信号接收端之间设有第二串联电感，接收滤波器中的耦合单元的第一电感与该第二串联电感之间形成第二寄生电容。
可选地，所述阻抗变换器和所述耦合单元均设置在该双工器的封装基板中。
可选地，所述阻抗变换器设置在该双工器的封装基板中；所述耦合单元设置在该封装基板上表面。
可选地，所述阻抗变换器设置在该双工器的封装基板中；所述第一电感和所述第二电感二者之中，一者设于该封装基板中，另一者设于该封装基板上表面。
可选地，所述阻抗变换器和所述耦合单元均设置在该双工器的接收滤波器的下晶圆中。
可选地，所述阻抗变换器设置在该双工器的接收滤波器的下晶圆中；所述耦合单元均设置在该双工器的封装基板的上表面。
根据本发明的第三方面，提供了一种多工器，其包括本发明所述的双工器。
根据本发明的第四方面，提供了一种通信设备，其包括本发明所述的双工器。
本发明的技术方案具备如下有益效果：a、双工器设计中在实现阻抗变换的同时，所需传输线的电长度缩短，减小了传输线所占空间，有利于器件的小型化设计；b、所述传输线的品质因数比较高，有利于接收滤波器插损改善。
附图说明
为了说明而非限制的目的，现在将根据本发明的优选实施例、特别是参考附图来描述本发明，其中：
图1是根据现有技术中的声波滤波器的一种结构的示意图；
图2为传统的薄膜体声波谐振器的切面示意图；
图3为根据现有技术中的体声波谐振器(BAW)的阻抗频率特性示意图；
图4为根据现有技术的双工器的电路架构的示意图；
图5是根据本发明第一实施例的双工器的电路架构的示意图；
图6以B25频段为例，示出了传输线匹配双工器架构中传输线特征阻抗与传输线电长度之间的关系；
图7是根据本发明实施方式中的HZ-TL传输线的结构的示意图；
图8是图7中所示HZ-TL结构在AA'虚线位置处的截面图；
图9是作为对比例的现有技术中的一种带状传输线的示意图；
图10是作为另一对比例的现有技术中的另一种带状传输线的示意图；
图11示出了HZ-TL结构参数h2＝h1条件下，不同s值对应的HZ-TL特征阻抗与带状传输线结构的特征阻抗对比；
图12示出了HZ-TL结构参数s＝0时对应的传输线电场分布的示意图；
图13所示为HZ-TL结构参数h2＝h1条件下，不同s值对应的HZ-TL品质因数与带状传输线结构的品质因数对比；
图14为本发明第一实施例所示双工器和对比例所示双工器的插损特性对比的示意图；
图15为本发明第一实施例所示双工器和对比例所示双工器的隔离度特性对比的示意图；
图16为根据本发明第二实施例的双工器的电路架构的示意图；
图17为本发明第二实施例所示双工器和对比例所示双工器的插损特性对比的示意图；
图18为本发明第二实施例所示双工器和对比例所示双工器的隔离度特性对比的示意图；
图19是根据本发明第三实施例的双工器的电路架构的示意图；
图20为本发明第三实施例所示双工器和对比例所示双工器的插损特性对比的示意图；
图21为本发明第三实施例所示双工器和对比例所示双工器的隔离度特性对比的示意图；
图22为根据本发明第四实施例的双工器的电路架构的示意图；
图23为根据本发明第五实施例的双工器的电路架构的示意图；
图24为根据本发明第五实施例的双工器的电路架构的示意图；
图25是根据本发明实施方式的双工器的第一种结构的剖面示意图；
图26是根据本发明实施方式的双工器的第二种结构的剖面示意图；
图27是根据本发明实施方式的双工器的第三种结构的剖面示意图。
具体实施方式
本发明实施方式中，基于传输线匹配双工器电路架构，设计使用中间相邻两层信号线两侧为地平面的高特征阻抗传输线(HZ-TL)结构，这种传输线结构在一定工艺条件下可以实现传输线特征阻抗的进一步增大。因为设计中传输线的特征阻抗与传输线的电长度存在反相关的关系，所以高特征阻抗传输线有利于缩短传输线的电长度。由于此传输线的结构特点以及较短的电长度，缩小了此传输线在器件中所占空间，因此有利于器件的小型化设计；而且这种传输线的品质因数相对于微带线或带状线也会有所提高。以上两点特征(电长度短、品质因数高)都会使得电路中传输线的损耗减小，从而改善接收滤波器的插损特性。
同时，传输线匹配双工器电路架构中的HZ-TL与接收滤波器中的某一个并联支路中的第一耦合单元之间存在电磁耦合形成第一耦合路径，HZ-TL与发射滤波器中的某一个并联支路中的第二耦合单元之间存在电磁耦合形成第二耦合路径。调节该HZ-TL传输线与上述耦合单元之间的耦合模式和耦合强度来改变第一耦合路径和第二耦合路径的耦合特性(包括信号幅度和信号相位)，实现第一耦合路径的信号与泄漏到接收滤波器的信号幅度相同、相位相反，第二耦合路径的信号与泄漏到发射滤波器的信号幅度相同、相位相反，从而实现对应频段的带外抑制特性和隔离度特性的提升。这里的第一耦合路径和第二耦合路径可共存。以下结合附图对本发明各实施例作出说明。
图5是根据本发明第一实施例的双工器的电路架构的示意图。如图5所示，在双工器301中，D1为发射滤波器，D2为接收滤波器。其中阻抗变换器用高特征阻抗传输线(HZ-TL)实现，第一耦合单元LS1由第一电感LS1a和第二电感LS1b组成，其中LS1a为接收滤波器的某一个并联支路中的谐振器的并联电感，LS1b为此并联支路的接地电感，LS1a和LS1b均用于电路特性的调整。此HZ-TL与第一耦合单元之间存在电磁耦合，形成第一耦合路径(CP-R)。
在图5中，Z2为由接收滤波器信号输入端向接收滤波器方向看进去的输入阻抗(即A点对地阻抗)，Z1为由天线端向HZ-TL和接收滤波器方向看进去的输入阻抗(即B点对地阻抗)，在发射滤波器通带频段HZ-TL将具有低输入阻抗的Z2转换为高输入阻抗Z1，从而实现双工器良好的匹配特性。Z1和Z2满足如下关系：
其中Z0为HZ-TL的特征阻抗，β为HZ-TL中高频信号的波数，L为HZ-TL的电长度，由上面两式可得：
Z1＝jZ0·tanβL
其中
即
tanβL为一单调增函数，λg为高频信号在HZ-TL中传播的波长。
所以HZ-TL的特征阻抗与其电长度存在反相关的关系。故传输线匹配双工器电路架构中，在实现设计所需的阻抗变换的条件下，通过采用HZ-TL结构可有效缩短传输线的电长度，从而有利于双工器的小型化设计。
图6以B25频段为例，示出了传输线匹配双工器架构中传输线特征阻抗与传输线电长度之间的关系，随着设计中传输线的特征阻抗的增大，传输线的电长度减小。
图7是根据本发明实施方式中的HZ-TL传输线的结构的示意图。如图7所示，HZ-TL包含四层金属(由上而下依次为L1、L2、L3和L4)和三层介质(第一介质层内嵌于L1与L2之间、第二介质层嵌于L2与L3之间和第三介质层嵌于L3与L4之间)，顶层金属L1和底层金属L4设置为参考地平面，中间两层金属L2和L3设置为信号线，两层信号线通过金属过孔VIA23进行电连接。
图8是图7中所示HZ-TL结构在AA'虚线位置处的截面图。如图8所示，HZ-TL各膜层(金属层和介质层)厚度在Stack方向上对称设置，第一介质层厚度为h1，第二介质层厚度为h2，第三介质层厚度为h1，信号线宽度为w，信号线厚度为t，上层信号线与下层信号线错位距离为s。
图9是作为对比例的现有技术中的一种带状传输线的示意图，图10是作为另一对比例的现有技术中的另一种带状传输线的示意图。为了避免传输线与接收滤波器或/和发射滤波器中的谐振器产生寄生电容，使得器件性能恶化，所以传输线匹配双工器架构中，不选择微带传输线结构作为阻抗变换器。图11示出了HZ-TL结构参数h2＝h1条件下，不同s值对应的HZ-TL特征阻抗与带状传输线结构(结构参数见图9、图10)的特征阻抗对比。由图11可知，在工艺条件一定且考虑传输线所占空间(带状线中信号线与参考地之间的距离不能无限增大)的条件下，HZ-TL结构特征阻抗相对于带状线结构特征阻抗至少高出30％，且在HZ-TL结构参数s＝0(其他参数不变)时其特征阻抗最大。
图12示出了HZ-TL结构参数s＝0时对应的传输线电场分布的示意图。s＝0时上层信号线向下的电场和下层信号线向上的电场完全相互抵消，使单位电长度传输线的寄生电容减小，特征阻抗增大；s不等于0时，上层信号线向下的电场和下层信号线向上的电场部分抵消，s越大抵消的电场越少，单位电长度传输线的寄生电容越大，特征阻抗越小。
图13所示为HZ-TL结构参数h2＝h1条件下，不同s值对应的HZ-TL品质因数与带状传输线结构(结构参数见图9、图10)的品质因数对比。由图可知，在其他结构参数固定的条件下，HZ-TL在s＝0时传输线的品质因数最高，较高的传输线品质因数有利于接收滤波器通带插损的改善。虽然带状线2的品质因数接近HZ-TL的品质因数，但是其占用的空间将远大于HZ-TL所占空间，不利于器件的小型化设计。
请再参考图5，其中阻抗变换器采用HZ-TL结构，该HZ-TL传输线与第一耦合单元之间存在电磁耦合，形成第一耦合路径CP-R。高频信号在第一耦合路径的传输特性(信号幅度和相位)可通过改变此HZ-TL和第一耦合单元之间的耦合模式和耦合强度来调节，从而实现第一耦合路径CP-R的高频信号与泄漏到接收滤波器的高频信号幅度相同、相位相反，使得接收滤波器带外阻抗发生变化，从而实现对应频段的带外抑制特性和隔离度特性的提升。而且，耦合路径的耦合模式和耦合强度只作用于带外，不影响带内特性。
图5所示电路无耦合路径时对应的电路架构作为本发明的对比例。图14为本发明第一实施例所示双工器和对比例所示双工器的插损特性对比的示意图。其中，小方框标示的实线对应实施例1的发射滤波器的插损特性，小圆圈标示的实线对应实施例1的接收滤波器的插损特性，未带标示的实线对应对比例发射滤波器的插损特性，虚线对应对比例的接收滤波器的插损特性。从图14可以看出，接收滤波器在发射滤波器通带频段的带外抑制特性明显改善。图15为本发明第一实施例所示双工器和对比例双工器的隔离度特性对比的示意图，其中虚线和实线分别对应对比例和实施例1。从图15可以看出，发射滤波器通带频段的隔离度特性明显改善。
图16为根据本发明第二实施例的双工器的电路架构的示意图。如图16所示，双工器302中，阻抗变换器用HZ-TL结构实现，第二耦合单元由第一电感LS2a和第二电感LS2b组成，其中LS2a为发射滤波器的某一个并联支路中的谐振器的并联电感，LS2b为此并联支路的接地电感，LS2a和LS2b均用于电路特性的调整。此HZ-TL与第二耦合单元之间存在电磁耦合，形成第二耦合路径(CP-T)。高频信号在第二耦合路径的传输特性(信号幅度和相位)可通过改变所述HZ-TL和所述第二耦合路径之间的耦合模式和耦合强度来调节，从而实现第二耦合路径CP-T的高频信号与泄漏到发射滤波器的高频信号幅度相同、相位相反，使得发射滤波器带外阻抗发生变化，从而实现对应频段的带外抑制特性和隔离度特性的提升。而且，耦合路径的耦合模式和耦合强度只作用于带外，不影响带内特性。
图17为本发明第二实施例所示双工器和对比例所示双工器的插损特性对比的示意图。图17中，小方框标示的实线对应实施例2发射滤波器的插损特性，小圆圈标示的实线对应实施例2接收滤波器的插损特性，未带标示的实线对应对比例接收滤波器的插损特性，虚线对应对比例发射滤波器的插损特性。从图17可以看出，采用本发明第二实施例的技术方案，发射滤波器在接收滤波器通带频段的带外抑制特性明显改善。图18为本发明第二实施例所示双工器和对比例所示双工器的隔离度特性对比的示意图。图18中，实线和虚线分别对应第二实施例和对比例。从图18可以看出，接收滤波器通带频段的隔离度特性明显改善。
图19是根据本发明第三实施例的双工器的电路架构的示意图。如图19所示，双工器303中，阻抗变换器用HZ-TL结构实现，第一耦合单元LS1由第一电感LS1a和第二电感LS1b组成，其中LS1a为接收滤波器的某一个并联支路中的谐振器的并联电感，LS1b为此并联支路的接地电感，LS1a和LS1b均用于电路特性的调整。所述HZ-TL与所述耦合单元之间存在电磁耦合，形成第一耦合路径(CP-R)。同时，第二耦合单元由第一电感LS2a和第二电感LS2b组成，其中LS2a为发射滤波器的某一个并联支路中的谐振器的并联电感，LS2b为此并联支路的接地电感，LS2a和LS2b均用于电路特性的调整。所述HZ-TL与所述第二耦合单元之间存在电磁耦合，形成第二耦合路径(CP-T)。
高频信号在第一耦合路径CP-R(第二耦合路径CP-T)的传输特性可通过改变上述HZ-TL和并联电感LS1(LS2)之间的耦合模式和耦合强度来调节，从而实现第一耦合路径CP-R(第二耦合路径CP-T)的高频信号与泄漏到接收滤波器(发射滤波器)的高频信号幅度相同、相位相反，使得发射滤波器(接收滤波器)带外阻抗发生变化，从而实现对应频段的带外抑制特性和隔离度特性的提升。而且，耦合路径的耦合模式和耦合强度只作用于带外，不影响带内特性。
图20为本发明第三实施例所示双工器和对比例所示双工器的插损特性对比的示意图。图20中，小方框标示的实线对应实施例2发射滤波器的插损特性，小圆圈标示的实线对应实施例3接收滤波器的插损特性，未带标示的实线对应对比例接收滤波器的插损特性，虚线对应对比例发射滤波器的插损特性。从图20可以看出，发射滤波器在接收滤波器通带频段以及接收滤波器在发射滤波器通带频段的带外抑制特性均明显改善。图21为本发明第三实施例所示双工器和对比例所示双工器的隔离度特性对比的示意图，从图中可以看出接收滤波器和发射滤波器通带频段的隔离度特性均明显改善。
图22为根据本发明第四实施例的双工器的电路架构的示意图。如图22所示，双工器304中，第一耦合单元LS1由第一电感LS1a和第二电感LS1b组成，其中LS1b为接收滤波器的某一个并联支路的接地电感，第一电感LS1a与第二电感LS1b的非接地端相连，另一端悬空，第一电感LS1a与接收滤波器信号输出端匹配电感之间存在寄生电容C1。所述HZ-TL与第一耦合单元之间存在电磁耦合，形成第一耦合路径(CP-R)。最终效果与本发明第一实施例接近。
图23为根据本发明第五实施例的双工器的电路架构的示意图。如图22所示，双工器305中，第二耦合单元LS2由第一电感LS2a和第二电感LS2b组成，其中LS2b为发射滤波器的某一个并联支路的接地电感，第一电感LS2a与第二电感LS2b的非接地端相连，另一端悬空，第一电感LS2a与接收滤波器信号输出端匹配电感之间存在寄生电容C2。此HZ-TL与第二耦合单元之间存在电磁耦合，形成第二耦合路径(CP-T)。最终效果与本发明第二实施例接近。
图24为根据本发明第五实施例的双工器的电路架构的示意图。如图24所示，双工器306中，第一耦合单元LS1由第一电感LS1a和第二电感LS1b组成，其中LS1b为接收滤波器的某一个并联支路的接地电感，第一电感LS1a与第二电感LS1b的非接地端相连，另一端悬空，第一电感LS1a与接收滤波器信号输出端匹配电感之间存在寄生电容C1。此HZ-TL与第一耦合单元之间存在电磁耦合，形成第一耦合路径(CP-R)。同时，第二耦合单元LS2由第一电感LS2a和第二电感LS2b组成，其中LS2b为发射滤波器的某一个并联支路的接地电感，第一电感LS2a与第二电感LS2b的非接地端相连，另一端悬空，第一电感LS2a与接收滤波器信号输出端匹配电感之间存在寄生电容C2。此HZ-TL与第二耦合单元之间存在电磁耦合，形成第二耦合路径(CP-T)。最终效果与本发明第三实施例接近。
图25是根据本发明实施方式的双工器的第一种结构的剖面示意图。如图25所示，双工器901中，1、2分别为发射滤波器的第一晶圆、第二晶圆，发射滤波器的谐振器5设置在1上，1和2通过金金键合构成发射滤波器芯片。3、4分别为接收滤波器的第一晶圆、第二晶圆，接收滤波器的谐振器6设置在3上，3和4通过金金键合构成接收滤波器芯片。9为封装基板，接收滤波器芯片和发射滤波器芯片通过植球8倒装于封装基板之上。12、13、14共同构成HZ-TL，其中12为HZ-TL的信号线，13、14为HZ-TL的金属地平面，11为接收滤波器第一耦合单元LS1，HZ-TL信号线12与11彼此靠近形成第一耦合路径CP-R，10为发射滤波器第二耦合单元LS2，HZ-TL信号线12与10彼此靠近形成第二耦合路径CP-T。
图26是根据本发明实施方式的双工器的第二种结构的剖面示意图。图26所示的双工器902与图25所示的双工器901的区别在于，接收滤波器第一耦合单元LS2(11)以集总参数原件设置在封装基板9的上表面，HZ-TL信号线12与11彼此靠近形成第一耦合路径CP-R。同样，发射滤波器第二耦合单元LS2亦可以集总参数原件的形式设置在封装基板9的上表面。
图27是根据本发明实施方式的双工器的第三种结构的剖面示意图。图27所示的双工器903与图25所示的双工器901的区别在于，将HZ-TL和电感11设置在接收滤波器的第二晶圆上，HZ-TL信号线12与第一耦合单元彼此靠近形成第一耦合路径CP-R。
根据本发明的技术方案，HZ-TL与接收滤波器中的某一个并联支路中的第一耦合单元之间存在电磁耦合形成第一耦合路径，HZ-TL与发射滤波器中的某一个并联支路中的第二耦合单元之间存在电磁耦合形成第二耦合路径。调节HZ-TL与耦合单元之间的耦合模式和耦合强度来调节第一耦合路径和第二耦合路径的耦合特性(信号幅度和信号相位)，实现第一耦合路径的信号与泄漏到接收滤波器的信号幅度相同、相位相反，第二耦合路径的信号与泄漏到发射滤波器的信号幅度相同、相位相反，从而实现对应频段的带外抑制特性和隔离度特性的提升。
根据本发明的双工器结构，可以形成多工器，该双工器也可以应用于通信设备中。
上述具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限制。本领域技术人员应该明白的是，取决于设计要求和其他因素，可以发生各种各样的修改、组合、子组合和替代。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明保护范围之内。
Claims (15)
1.一种信号传输线，其特征在于，包括叠加设置的顶部金属层、第一金属信号线层、第二金属信号线层和底部金属层；
顶部金属层与第一金属信号线层之间设有第一介质层，第一金属信号线层与第一金属信号线层之间设有第二介质层，第二金属信号线层与底部金属层之间设有第三介质层；
第一金属信号线层和第二金属信号线层具有设定宽度，第二介质层上设有过孔，第一金属信号线层的尾端与第二金属信号线层的首端经该过孔电连接；
第一金属信号线层和第二金属信号线层的宽度W相等，第一金属信号线层与第二金属信号线层沿平行于顶部金属层方向相错设置，两者相错距离为S，并且0≤S≤2W。
2.根据权利要求1所述的信号传输线，其特征在于，该信号传输线的特征阻抗大于60欧姆。
3.根据权利要求1或2所述的传输线，其特征在于，第一介质层和第三介质层的厚度相同。
4.根据权利要求1或2所述的传输线，其特征在于，
第一金属信号线层和第二金属信号线层厚度相同。
5.一种双工器，包括天线，以及基于声波谐振器构成的发射滤波器和接收滤波器，其特征在于，
还包括阻抗变换器，该阻抗变换器为权利要求1至4中任一项所述的信号传输线；
所述信号传输线的第一金属信号线层的首端与天线连接，第二金属信号线层的尾端与接收滤波器或发射滤波器的天线端连接。
6.根据权利要求5所述的双工器，其特征在于，
第二金属信号线层的尾端与接收滤波器的天线端连接；
发射滤波器和/或接收滤波器的并联支路上设有耦合单元，该耦合单元与阻抗变换器之间存在电磁耦合。
7.根据权利要求6所述的双工器，其特征在于，
耦合单元包括第一电感和第二电感；
第一电感与滤波器的一个并联支路上的谐振器并联；
第二电感的第一端与该谐振器的近地端连接，第二电感的第二端接地。
8.根据权利要求6或7所述的双工器，其特征在于，
耦合单元包括第一电感和第二电感；
第一电感和第二电感的第一端均与并联谐振器的近地端连接；
第一电感的第二端悬空，第二电感的第二端接地；
发射滤波器的输出端与信号发射端之间设有第一串联电感，发射滤波器中的耦合单元的第一电感与该第一串联电感之间形成第一寄生电容；
接收滤波器的输出端与信号接收端之间设有第二串联电感，接收滤波器中的耦合单元的第一电感与该第二串联电感之间形成第二寄生电容。
9.根据权利要求6所述的双工器，其特征在于，所述阻抗变换器和所述耦合单元均设置在该双工器的封装基板中。
10.根据权利要求6所述的双工器，其特征在于，
所述阻抗变换器设置在该双工器的封装基板中；
所述耦合单元设置在该封装基板上表面。
11.根据权利要求7所述的双工器，其特征在于，
所述阻抗变换器设置在该双工器的封装基板中；
所述第一电感和所述第二电感二者之中，一者设于该封装基板中，另一者设于该封装基板上表面。
12.根据权利要求6所述的双工器，其特征在于，所述阻抗变换器和所述耦合单元均设置在该双工器的接收滤波器的下晶圆中。
13.根据权利要求6所述的双工器，其特征在于，
所述阻抗变换器设置在该双工器的接收滤波器的下晶圆中；
所述耦合单元均设置在该双工器的封装基板的上表面。
14.一种多工器，其特征在于，包括如权利要求5至13中任一项所述的双工器。
15.一种通信设备，其特征在于，包括如权利要求5至13中任一项所述的双工器。
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Denomination of invention: Signal transmission line and duplexer, multiplexer, communication equipment Effective date of registration: 20210908 Granted publication date: 20210416 Pledgee: Tianjin TEDA Haihe intelligent manufacturing industry development fund partnership (L.P.) Pledgor: ROFS MICROSYSTEM(TIANJIN) Co.,Ltd. Registration number: Y2021980009022 |
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