CN111628639A - 一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法及充电电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及充电器技术领域，尤其涉及一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法及充电电路。本控制方法是，当给充电器接入波动电压时；主控芯片根据FB脚检测到的输入电压，调整占空比来控制变压器的输出，减少输出电路的波动；其中，芯片调整占空比，是调整内置开关管的导通时间以及退磁的时间；尤其的，当输入电压为低压时则提前开启内置开关管，并减少退磁时间，使得占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定。充电电路，使用了所述的恒定输出的控制方法。实施例中是，通过主控芯片根据检测得到的输入电压和输出电压，调整内置开关的导通时间，同时调整内置开关的开关频率，以及调整变压器的退磁时间，实现变压器输出相对恒定电流或者功率。

Description

一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法及充电电路

技术领域

本发明涉及充电技术领域，具体地，涉及恒定电流或者恒定功率输出的控制方法及充电电路。

背景技术

由于，开关电源中的PSR(原边反馈）架构通常不进入连续模式，为保持恒流输出，需要控制退磁时间=振荡+导通时间。而根据能量守恒定律变压器一个开关周期存储的能量等于=0.5*IPK*IPK*L，IPK是峰值电流，L是电感，F是频率，IPK是固定的，于是退磁时间固定，比如当输入电压为265V高压，到达IPK电流时间比较短，只有通过增加振荡时间才能达到1:1（本专利里的1:1指的是：退磁时间:振荡+导通时间）平衡点（见图2常规PSR高压输入时开关管导通及变压器退磁波形图）；当输入电压降低时，到达IPK电流时间会增加，为保障退磁时间=振荡+导通时间，需要减少振荡时间来保障1:1实现恒流输出（见图3常规PSR低压输入时开关管导通及变压器退磁波形图）；当电压低震荡时间为OS时，就达到临界模式，导通时间和退磁时间是一样的达到50%的占空比（见图4常规PSR临界模式时开关管导通及变压器退磁波形图）；若输入电压再低，则达到IPK电流时间会长于退磁时间，一个周期时间会高于常压时间的周期，根据总能量的传递公式：总能量=0.5*IPK*IPK*L*L,每个周期能量相同，但频率却降低，输出功率会明显降低（见图5常规PSR欠压模式时开关管导通及变压器退磁波形图）。

且小于12W时通常为内置三极管。电压低时驱动时间变长，通常VCC电容通常标配为4.7UF，低压需要驱动电流需要更大，驱动的电流是损耗，会降低效率，且VCC会进入欠压保护。

基于以上原因，目前市场PSR架构在交流电压整流后需要比较大的滤波电容供电防止当输入电压低于一定电压，有了较大滤波电容，使得在开机瞬间电容能量达到0.5*C*V*V,浪涌电流通常达到50A以上，又必须增加热敏或绕线保险管进行限流。而滤波电容寿命有限，也就是说开关电源的寿命完全受限于电容的寿命。

发明内容

针对现有技术的上述缺陷，本发明的主要目的在于低压输入时候也能提供一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，用于开关电源中的PSR(原边反馈）架构中，

当输入电压波动大；

主控芯片根据变压器的输入电压检测到的变化，调整占空比来控制变压器的输出，减少输出电路的波动；

其中，芯片调整占空比，是调整内置开关管的导通时间以及退磁的时间；

尤其的，当输入电压低于临界模式电压时则提前开启内置开关管，并减少退磁时间，使得占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定。

本实施例为了防止出现输入电压过低，出现欠压的问题，是通过用主控芯片检测变压器输入电压的变化，当输入电压过低时，及时地打开内置开关增加导通时间，从而减少退磁时间来使得占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定；并且输入电压过低时，还可以通过调节主控芯片内置开关的开关频率，从而在输入电压过低时也能保证恒流或者恒功率输出。

进一步的，当随输入电压降低达到临界模式以下的电压值后，如输入电压还继续下降，则主控芯片在变压器退磁没完成前，提前开启内置开关增加导通时间，同时减少退磁时间，让内置开关的开关频率保持不变或者进一步提前开启内置开关来提升频率，确保变压器的相对恒定输出。

另一方面还公开了一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，

在输入电压波动大的电路中，加大大VCC电容的容量，由4.7UF加大为10UF甚至更大，用于增加驱动能力，防止进入欠压保护。

本实施例是，在输入电压降低达到临界模式以下的电压值后，开关管驱动时间变长，需要驱动电流需要更大，VCC会进入欠压保护一方面通过加大VCC的容量增加驱动能力。

另一方面还公开了一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，

电路中的内置开关采用多级放大对驱动电流进行放大，用于降低驱动电流，降低损耗，提升效率。

进一步的，所述多级放大包括采用多级放大电路对驱动电路放大，所述多级放大电路包括两个以上的三极管组成得放大电路；

具体的，通过将所述三极管的C极短接，E极连接另一个三极管B来进行多极放大，还可以在多极放大BC间加启动电阻，用来节省***启动电阻来节省***元件。

进一步的，在多极放大电路里内置电阻用于高压启动，节省***启动电阻。

进一步的，所述多级放大包括采用MOS管或者MOS与三极管的组合来扩流放大，用于降低驱动压力和加快开关速度。

本实施例是通过将所述三极管的C极短接，E极连接另一个三极管B来多极放大。多极放大三极管，以降低内置开关的驱动损耗，实现即时针对传统PSR架构在低压时候也能输出较为稳定的电流和功率，降低驱动损耗，提升效率。

另一方面还公开了一种充电电路，包括了任意一项所述的恒定输出的控制方法。

另一方面还公开了一种充电电路，使用了上述所述的恒定输出的控制方法，具体的，

包括整流电路、主控芯片和变压器；

所述整流电路，用于给变压器输送整流后的电流；

所述变压器，用于向外部传递能量；

所述主控芯片，用于检测变压器的输入电压，并且控制变压器传递能量；

其中，所述主控芯片根据输入电压调整内置开关的占空比，从而实现变压器输出恒定电流。

进一步的，所述主控芯片中的内置开关采用多级放大对驱动电流进行放大，用于降低驱动电流，降低损耗。

进一步的，所述多级放大是采用多级放大电路对驱动电路放大，所述多级放大电路包括两个以上的三极管组成得放大电路。

具体的，通过将所述三极管的C极短接，E极连接另一个三极管B来多极放大。

进一步的，所述主控芯片设置CFP脚，所述CFP脚通过切换功能模块与主控芯片连接；

所述CFP脚用于当CFP脚挂空则采用非连续PSR模式；当对地接短路则进入CCM连续模式；当对地接电阻则进入定频模式，实现恒功率输出；当对地接电容则进入固定占空比模式，实现高PFC。

通过以上占空比的调整，实现波点电压或者低压输入也可以实现相对恒定的电流和恒定的功率输出，于是可以采用极小的输入电容甚至省去输入电容；没有输入电容，瞬间浪涌电流小，还省去限流电阻或者热敏电阻，节省了成本，提升了效率，同时提升了使用寿命。

附图说明

为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具介绍体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地。在所有附图中，类似的元件或部分一般由类似的附图标记标识。附图中，由于示波器精度和设置问题，里面自动捕捉参数只做为参考，不作为依据。各元件或部分并不一定按照实际的比例绘制。

图1是一实施例的主控芯片内部原理图；

图2常规PSR高压输入时开关管导通及变压器退磁波形图；

图3常规PSR低压输入时开关管导通及变压器退磁波形图；

图4常规PSR临界模式时开关管导通及变压器退磁波形图；

图5常规PSR欠压模式时开关管导通及变压器退磁波形图；

图6本发明在欠压输入时开关管导通及变压器退磁波形图；

图7是本发明中三极管多级放大电路原理图；

图8是本发明MOS管或三极管组合多级放大电路原理图；

图9是本发明中CFP脚多功能输出应用电路原理图；

图10是本发明中兼容常规PSR架构应用原理图；

图11是本发明中调整CW恒功率模式原理图；

图12是本发明中进入CCM连续模式原理图；

图13是本发明中进入高FPC模式原理图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。

以下通过实施例进行说明：

请参照附图1是一实施例的主控芯片内部原理图；图9是本发明中CFP脚多功能输出应用电路原理图。实施例公开了一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，用于开关电源中的PSR(原边反馈）架构中，

当输入电压波动大；

主控芯片根据变压器的输入电压检测到的变化，调整占空比来控制变压器的输出，减少输出电路的波动；

其中，芯片调整占空比，是调整内置开关管的导通时间以及退磁的时间；

尤其的，当输入电压为低压时则提前开启内置开关管，并减少退磁时间，使得占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定。

主控芯片检测到变压器的输入电压变化时，调整主控芯片内置开关管的导通时间和退磁时间，从而保证电流输出相对稳定。

当原边反馈电路中去掉了滤波电容或者采用及小滤波电容，此时，市电正弦波电压经过整流桥后变成10-120HZ的峰谷电压直接到变压器。本实施例为了防止出现输入电压过低，出现欠压的问题，是通过用主控芯片检测变压器输入电压的变化，当输入电压过低时，及时地打开内置开关增加导通时间，从而减少退磁时间来使得占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定；并且输入电压过低时，还可以通过调节主控芯片内置开关的开关频率，从而在输入电压过低时也能保证恒流或者恒功率输出。

请参考图2常规PSR高压输入时开关管导通及变压器退磁波形图。图中1通道为三极管导通电流波形，2通道为退磁波形。从图中可知道现有的开关电源中的PSR(原边反馈）架构通常不进入连续模式，为保持恒流输出，需要控制退磁时间=振荡+导通时间。而根据能量守恒定律变压器一个开关周期存储的能量等于=0.5*IPK*IPK*L，IPK是固定的，于是退磁时间固定，比如当输入电压为265V高压，到达IPK电流时间比较短，只有通过增加振荡时才能达到1:1平衡点。

请参考附图3常规PSR低压输入时开关管导通及变压器退磁波形图。图中1通道为三极管导通电流波形，2通道为退磁波形。从图可知道，现有的开关电源中的PSR(原边反馈）架构，当输入电压降低时，到达IPK电流时间会增加，为保障退磁时间=振荡+导通时间，需要减少振荡时间来保障1:1实现恒流输出。

请参考附图4常规PSR临界模式时开关管导通及变压器退磁波形图。图中1通道为三极管导通电流波形，2通道为退磁波形。从图可知道，现有的开关电源中的PSR(原边反馈）架构，当电压低震荡时间为OS时，就达到临界模式，导通时间和退磁时间是一样的达到50%的占空比。

请参考附图5常规PSR欠压模式时开关管导通及变压器退磁波形图。图中1通道为三极管导通电流波形，2通道为退磁波形。从图可知道，现有的开关电源中的PSR(原边反馈）架构，若输入电压再低，则达到IPK电流时间会长于退磁时间，一个周期时间会高于常压时间的周期，根据总能量的传递公式：总能量=0.5*IPK*IPK*L*F,每个周期能量相同，但频率却降低，输出功率会明显降低。

请参考附图6，本实施例是，图中1通道为三极管导通电流波形，2通道为退磁波形。在低于临界模式还想获得较为稳定输出电流和功率，首先将主控芯片将输入电压欠压保护点设置较低，通常要30V以下。当主控芯片在变压器退磁没完成前，提前开启内置开关增加导通时间，让内置开关的开关频率保持不变或者进一步提前开启内置开关来提升频率，确保变压器的相对恒定输出

进一步的，当随输入电压降低达到临界模式下的电压值后，

如输入电压还继续下降，则主控芯片在变压器退磁没完成前，提前开启内置开关增加导通时间，同时减少退磁时间，让内置开关的开关频率保持不变或者进一步提前开启内置开关来提升频率，确保变压器的相对恒定输出。

即，当随输出电压降低进入临界模式，而且输出电压还继续降低时，主控芯片则打开内置开关，提前使变压器初级绕组导通，使得本次IPK电流在固定频率周期里也能到到。

进一步的，调整内置开关的开关频率是，当随输入电压降低，进入临界模式，而且输入电压还继续降低使得导通时间大于退磁时间时，就会出现内置开关频率下降，主控芯片则调节内置开关的开关频率，确保能量传递。

进一步的，主控芯片则调节内置开关的开关频率是，当进入临界模式后将内置开关的开关频率固定在进入临界模式时的频率，或者主控芯片提高内置开关的开关频率。

可以理解的，从输出端检测到辅助绕组的电压并且计算出初级的输入电压。当输入电压降低，进入临界模式，且输入电压还继续降低，而为了保证恒流输出，就会使得导通时间大于退磁时间时，就会出现内置开关的开关频率下降，此时主控芯片则调节内置开关的开关频率，确保能量传递。

而主控芯片调节内置开关的开关频率是指，当电路进入临界模式后，如输入电压还是要继续降低，此时主控芯片则将内置开关的开关频率固定在进入临界模式时的开关频率，或者主控芯片将内置开关的开关频率提高。

请参考附图7是本发明中三极管多级放大电路原理图；同时，一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，电路中的内置开关采用多级放大对驱动电流进行放大，用于降低驱动电流，降低损耗。

进一步的，所述多级放大包括采用多级放大电路对驱动电路放大，所述多级放大电路包括两个以上的三极管组成得放大电路。

具体的，通过将所述三极管的C极短接，E极连接另一个三极管B来多极放大。多极放大三极管，以降低内置开关的驱动损耗，实现即时针对传统PSR架构在低压时候也能输出较为稳定的电流和功率，降低驱动损耗，提升效率。可以理解的，PSR架构电路中通常为自供电模式，也就是三极管的内置的三极管开关关闭时，给VCC电容供电，此时由于三极管的电流放大满足启动的电流。但是当出现输入电压为低压时，无法给VCC电容连续供电，如此容易出现VCC的供电不足的问题。多级放大电路的供电来自变压器的导通电流，多级放大电路可以使得即使在低压时，也能有效的保障能量的传递，提高传递的效率。

具体的，一实施例中，比如正常电压下三极管ICE需要600毫安的电流，放大倍数为5倍，也就是说需要给VCC连续驱动供给120毫安的电流，此时正常电压下启动需要的时间为5微秒。而当出现输入电压为低压时，满足导通电流需要的时间就会增加，如增加至15微秒，如此，就会导致传递的能量不足。本实施例是，在三级管开关上增加一个多级放大电路，如增加一个三极管，与之前的三极管开关组成一个双级放大的电路，VCC连续驱动供给电流只需要24毫安就可以实现三极管开关的驱动。而另外的实施例，还可以选择更多的三极管进行放大，如三个、四个或者六个三极管，此处不再一一列举。

进一步，目前市场只有普通三极管或者MOS在加高压启动电阻，没有在多极放大或者达林顿管子中加启动电阻，本发明可以在BC间加启动电阻，用来节省***元件。

请参考附图8是本发明MOS管或者三极管组合多级放大电路原理图。可以理解的，为降低驱动损耗，开关管采采用MOS管或者MOS管和三极管的组合。来加快驱动，或者加快关闭MOS管，以降低开关损耗。

请参考图1是一实施例的主控芯片内部原理图；附图9是本发明中CFP脚多功能输出应用电路原理图。其方法是通过CFP脚接检测实现不同功能的切换：当CFP脚挂空则采用非连续PSR模式；当对地接短路则进入CCM连续模式；当对地接电阻则进入定频模式，实现恒功率输出；当对地接电容则进入高PFC模式。以上模式可以只单独应用，也可以组合使用。

在输入电压波动大的电路中，扩大VCC电容的容量，用于增加驱动能力，防止进入欠压保护。可以理解的，随输入电压降低达到临界模式以下的电压值后，开关管驱动时间变长，需要驱动电流需要更大，VCC会进入欠压保护一方面通过加大VCC的容量增加驱动能力，通常VCC电容通常标配为4.7UF实施例中是改为10UF或者更大。

主控芯片根据输入电压、输出电压、以及CFP脚需要的功能进行控制内置开关的导通来控制变压器能量的传递。

可以理解的，在主控芯片内部延申出来一个具有切换功能的CFP脚，该CFP脚根据电压不同的情况切换电路进入的模式，从而控制内置开关的导通来控制变压器能量的传递，保证能量的传递。通过CFP脚的功能对接，可以满足传统PSR架构电路的需求，同时也可以满足去掉滤波电容或者较小滤波电容的PSR架构电路的需求。

本实施例相比传统的原边反馈电路，传统的原边反馈电路必须要在交流电压经过整流后需要比较大的滤波电容供电才可以防止当输入电压低于一定电压出现欠压的问题，而由于滤波电容为消耗品，有一定的寿命，如此就会直接的影响到整个电路的寿命。本实施可以用很小长寿命，容量很小的X电容或者CBB也能正常工作，即使滤波电容失甚至去电容也能工作，能够有效的提高整个电路的寿命。同时，由于滤波电容的价格常常在整个电路中占比比较大，在取消该滤波电容后可以大大的减少成本。并且，取消滤波电容后，就不在需要热敏或绕线保险管进行限流，可以继续降低成本。

请参考附图10是本发明中兼容常规PSR架构应用原理图。具体的，当PSR架构电路为传统的连接大滤波电路电路时，CFP脚挂空即可，如此作为普通的常规PSR架构电路主控芯片使用，那么次级绕组同步可以用DCM模式同步。这时候可以通过将VCC电容容量变大增强驱动能力来实现低压工作，还可以配合多极放大来降低驱动能力实现低压工作，但是低压期间输出电流和功率有一定降低。

请参考附图11是本发明中调整恒功率模式原理图。当主控芯片的CFP脚对地接电阻，则固定一定频率比如65KHZ,属于定频模式，根据能量总传递公式：0.5*IPK*IPK*L*F，IPK是固定的，L也是固定的，F固定，所以功率，当输出电压变高时候，电流降低；输出电压降低则电流增加。

请参考附图12是本发明中进入CCM连续模式原理图。将CFP脚对地短路，则在低压时候进入CCM模式，使得在低压输入可以保障尽可能恒定的电流输出；

参考附图13是本发明中进入高FPC模式原理图。当CFP脚接对地连接电容时，输入电容X电容或者CBB等选用高频低阻容量，这时候主控采用固定占空比的开关模式，可以进入高PFC模式。

具体的实施例中，当输入电压波动大时；

实施例中，可以同时采用主控芯片根据变压器的输入电压检测到的变化，调整占空比来控制变压器的输出，减少输出电路的波动；

其中，芯片调整占空比，是调整内置开关管的导通时间以及退磁的时间；

尤其的，当输入电压为低压时则提前开启内置开关管，并减少退磁时间，使得占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定。

还可以同时采用电路中的内置开关采用多级放大对驱动电流进行放大，用于减低驱动电流，降低损耗。以及，扩大VCC电容的容量，用于增加驱动能力，防止进入欠压保护。

也就是说，一些实施例中的电路，采用通过调整占空比来控制变压器的输出，减少输出电路的波动。还会同时一起使用，多级放大对驱动电流进行放大，用于减低驱动电流，降低损耗。以及，扩大VCC电容的容量，用于增加驱动能力，防止进入欠压保护。使得在输入电压出现低压时，也能有效的保障能量的传递，提高传递的效率；另外一些实施例中，也可以单独使用上述调节占空比、扩大VCC电容的容量或多级放大对驱动电流进行放大，用于减低驱动电流的三种方法。还可以将该三种方法两两相互结合使用。

请参考附图1，实施例中还公开了一种恒定输出的控制电路，包括整流电路、主控芯片和变压器；

所述整流电路，用于给变压器输送整流后的电流；

所述变压器，用于向外部传递能量；

所述主控芯片，用于检测变压器的输入电压，并且控制变压器传递能量；

其中，所述主控芯片根据输入电压调整内置开关的占空比，从而实现变压器输出恒定电流。

实施例是在，输入低电压时，到达IPK电流的时间就长占空比比就长。主控芯片主要是适当调整占空比，也就是在低压时候提前开启，减少退磁时间，使得占占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定或者电流波动尽可能降低。

可以了解的，实施例中芯片调整占空比，是调整内置开关管的导通时间以及退磁的时间；

尤其的，当输入电压为低压时则提前开启内置开关管，并减少退磁时间，使得占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定。

进一步的，所述变压器的初级绕组连接主控芯片，用于检测输入电压；

所述主控芯片分压连接辅助绕组，用于检测输出电压。

进一步的，请参考附图9，所述初级绕组连接主控芯片的C脚，所述主控芯片的FB脚分压连接变压器辅助绕组。

可以理解的，实施例通过在传统原边反馈电路中取消掉用于对经过整流桥整流后的电流滤波的滤波电容或者使用较小的滤波电容，以及设于整流桥前部的热敏或绕线保险管，有效的提高了充电电源的使用寿命。同时，为了解决当取消大滤波电容后，此时输入的电压波动会比较大，在输入电压低于临界模式电压时出现欠压，充电电源进入欠压保护不工作的问题。实施例中是，通过主控芯片根据检测得到的输入电压，调整内置开关的导通时间，同时调整内置开关的开关频率，以及调整变压器的退磁时间，实现变压器输出恒定电流。

具体的，通过主控芯片的C脚分压连接所述变压器的初级绕组，所述主控芯片的FB脚分压连接变压器辅助绕组。用来检测初级绕组的输入电压，供主控芯片判断输入电压情况，然后调整内置开关的导通时间，同时调整内置开关的开关频率，以及调整变压器的退磁时间，实现变压器输出恒定电流。

其中，所述主控芯片的FB脚利用互感原理检测次级的输出电压，以及检测整流桥的输入电压和变压器的输出电压；或者利用达到开关管达到IPK阈值电压时间来检测输入电压。

需要说明的是，通常导通时间受变压器以及输入电压限制，而IPK电流固定，输入电压高到达IPK电流的时间自然就短占空比就少；输入电压低，到达IPK电流的时间就长占空比比就长。主控芯片主要是适当调整占空比，也就是在低压时候提前开启，减少退磁时间，使得占占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定或者电流波动尽可能降低。

实施例进一步的，所述变压器的次级绕组连接整流滤波电路单元，用于对变压器的次级绕组输出的电流进行整流和滤波处理。

进一步的，整流滤波电路单元包括与次级绕组连接进行整流的二极管，二极管的正极连接滤波电容后输出电流。

具体，请参考附图9，是在变压器的次级绕组连接整流二极管D7对刺激绕组输出电流进行整流，并且在整流二极管D7后面连接滤波电容EC3，将结果整流后的输出电流还需要进一步的滤波，再将通过滤波电容EC3的电流输出给电子设备使用。

另一方面实施例进一步的，请参考附图7，所述主控芯片的内置开关，采用多级放大电路，通过多级放大电路给主控芯片的VCC供电，并且多级放大电路连接变压器的导通电流。

进一步的，所述多级放大是采用多级放大电路对驱动电路放大，所述多级放大电路包括两个以上的三极管组成得放大电路。

具体的，通过将所述三极管的C极短接，E极连接另一个三极管B来多极放大，还可以在多极放大BC间加启动电阻，用来节省***启动电阻来节省***元件。

具体的，通过将所述三极管的C极短接，E极连接另一个三极管B来多极放大。多极放大三极管，以降低内置开关的驱动损耗，实现即时针对传统PSR架构在低压时候也能输出较为稳定的电流和功率，降低驱动损耗，提升效率。可以理解的，PSR架构电路中通常为自供电模式，也就是三极管的内置的三极管开关关闭时，给VCC电容供电，此时由于三极管的电流放大满足启动的电流。但是当出现输入电压为低压时，无法给VCC电容连续供电，如此容易出现VCC的供电不足的问题。多级放大电路的供电来自变压器的导通电流，多级放大电路可以使得即使在低压时，也能有效的保障能量的传递，提高传递的效率。

具体的，一实施例中，正常电压下三极管开关需要600毫安的电流放大才可以实现给VCC电容供电，也就是说需要给VCC连续驱动供给30毫安的电流，此时正常电压下启动需要的时间为5微秒。而，当出现输入电压为低压时，满足导通电流需要的时间就会增加，如增加至15微秒，如此，就会导致传递的能量不足。本实施例是，在三级管开关上增加一个多级放大电路，如增加一个三极管，与之前的三极管开关组成一个双级放大的电路，VCC连续驱动供给电流只需要1.3毫安就可以实现三极管开关的驱动。而另外的实施例，还可以选择更多的三极管进行放大，如三个、四个或者六个三极管，此处不再一一列举。

请参考附图8是本发明MOS管或者三极管组合多级放大电路原理图。可以理解的，为降低驱动损耗，开关管采采用MOS管或者MOS管和三极管的组合。来加快驱动，或者加快关闭MOS管，以降低开关损耗。

请参考附图9是本发明中CFP脚多功能输出应用电路原理图。一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，

在输入电压波动大的电路中，扩大VCC电容的容量，用于增加驱动能力，防止进入欠压保护。

可以理解的，随输入电压降低达到临界模式以下的电压值后，开关管驱动时间变长，需要驱动电流需要更大，VCC会进入欠压保护一方面通过加大VCC的容量增加驱动能力，通常VCC电容通常标配为4.7UF实施例中是改为10UF或者更。

具体一些实施例中，在CFP脚上挂个1-4V波动电压，根据电压判断采用那种逻辑：

若对地短路就是0V，低于0.3V采用CCM模式；

若接电阻，则波动电压在0.5低于1V，采用恒功率模式；

若挂空，波动电压在1V-4V，则采用PSR架构；

若加电容电压稳定，则采用高PFC模式。这里CFP脚上的波动电压可以根据需求进行设定。

请参考附图1一实施例的主控芯片内部原理图。进一步的，所述主控芯片设置CFP脚，所述CFP脚通过切换功能模块与主控芯片连接；

所述CFP脚用于当CFP脚挂空则采用非连续PSR模式；当对地接短路则进入CCM连续模式；当对地接电阻则进入定频模式，实现恒功率输出；当对地接电容则进入固定占空比模式，实现高PFC。

实施例还公开了一种充电器，包括所述的恒定输出的控制电路。

具体的实施方式中，

请参考附图9，输入电压经过DB1桥堆整流，然后经过EC1滤波。

再将主控芯片U1的C脚分压连接所述变压器的初级绕组NP，所述主控芯片U1的FB脚分压连接变压器的辅助绕组FP。用来主控芯片U1根据法拉第电磁感应原理检测初级绕组NP的输入电压，供主控芯片U1判断输入电压情况，然后调整内置开关的导通时间。

同时，检测辅助绕组FP电压而计算出次级绕组NS的输出电压，根据输出电压主控芯片U1适当调整内置开关的开关频率，以达到调整变压器的退磁时间，实现变压器输出恒定电流。

同时，还在次级绕组连接整流二极管D7进行整流，并且在整流二极管D7后面连接滤波电容EC3，再将通过滤波电容EC3的电流输出。

实际使用时，开机给原边反馈电路通电，主控芯片U1内置开关三极管打开，变压器的初级绕组电流从0线性上升到Ipk，此时能量存储在初级绕组中，当主控芯片将内置开关三极管关断后，能量通过变压器传递到次级绕组，并经过整流滤波送到输出端。与此同时，主控芯片U1的C脚分压连接所述变压器的初级绕组NP，通过主控芯片U1根据法拉第电磁感应原理检测到初级绕组NP的输入电压大小，再跟进输入电压大小改变，然后调整内置开关的导通时间。

例如一实施中，当U1检测到初级绕组的输入电压为100V，则此时输入电压符合输入电压要求，可以保证恒流输出，则进入下一个导退磁周期；如当U1检测到初级绕组的输入电压为90V，此时退磁时间=导通时间，进入临界模式。当U1检测到初级绕组的输入电压继续下降比如到达80V，为了保证恒流输出，则出现导通时间大于退磁时间，此时主控芯片的内置开关的开启频率降低。再根据能量传递公式E=1/2Ipk²LF, Ipk是初峰值电流，L是电感，F是频率,可知，由于初级峰值电流和电感不变，频率降低后会导致能量损失，效率降低。本实施例，是出现欠压时，主控芯片的内置开关的提前开启，保证输入电压不出现欠压，使得输入电压达到次级绕组恒流输出，否则欠压保护无法工作。输入电压增加时，主控芯片通过关闭内置开关减少导通时间，使得振荡时间增加，确保恒流输出。

通过主控芯片FB脚检测到辅助绕组的电压，并且通过计算得到输入电压为100V，进入临界模式；当检测到辅助绕组的电压还在降低，则认为输入电压在下降，如输入电压继续下降将会出现欠压进入欠压保护导致充电器不工作，此时主控芯片可以将内置开关的开关频率固定在临界模式时的开关频率，同时还可以提高内置开关的开关频率防止输入电压出现欠压的情况，确保恒流输出。

由上可知，开关电源中的PSR(原边反馈）架构通常不进入连续模式，为保持恒流输出，需要控制退磁时间=振荡+导通时间。而根据能量守恒定律变压器一个开关周期存储的能量等于=0.5*IPK*IPK*L，IPK是固定的，于是退磁时间固定，比如当输入电压为265V高压，到达IPK电流时间比较短，只有通过增加振荡时才能达到1:1平衡点（见高压输入时候的驱动波形及变压器能量传递波形图）；当输入电压降低时，到达IPK电流时间会增加，为保障退磁时间=振荡+导通时间，需要减少振荡时间来保障1:1实现恒流输出（见低压输入时候的驱动波形及变压器能量传递波形图）；当电压低震荡时间为OS时，就达到临界模式，导通时间和退磁时间是一样的达到50%的占空比（见临界模式时候的驱动波形及变压器能量传递波形）；若输入电压再低，则达到IPK电流时间会长于退磁时间，一个周期时间会高于常压时间的周期，根据总能量的传递公式：总能量=0.5*IPK*IPK*L*L,每个周期能量相同，但频率却降低，输出功率会明显降低（见低于临界模式时候的驱动波形及变压器能量传递波形）。而，本实施例是在出现输入电压欠压时，主控芯片及时的打开内置开关，和/或调节内置开关的开关频率，调整占空比；同时，和/或通过增加VCC电容的容量；和/或通过采用多级放大的内置开关，有效防止出现欠压保护不工作，确保恒流输出。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。尤其是，只要不存在结构冲突，各个实施例中所提到的各项技术特征均可以任意方式组合起来。本发明并不局限于文中公开的特定实施例，而是包括落入权利要求的范围内的所有技术方案。

Claims (10)

1.一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，其特征在于，

当输入电压波动大；

主控芯片根据变压器的输入电压检测到的变化，调整占空比来控制变压器的输出，减少输出电路的波动；

其中，芯片调整占空比，是调整内置开关管的导通时间以及退磁的时间；

尤其的，当输入电压低于临界模式电压时则提前开启内置开关管，并减少退磁时间，使得占空比时间更长，从而保证电流输出相对稳定。

2.根据权利要求1所述的一种恒定电流或者恒定功率输出的控制电路及方法，其特征在于，

当随输入电压降低达到临界模式以下的电压值后，如输入电压还继续下降，则主控芯片在变压器退磁没完成前，提前开启内置开关增加导通时间，同时减少退磁时间，让内置开关的开关频率保持不变实现恒功率输出，或者进一步提前开启内置开关来提升频率，确保变压器的相对恒定输出。

3.一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，其特征在于，

在输入电压波动大的电路中，加大大VCC电容的容量，由4.7UF加大为10UF甚至更大，用于增加驱动能力，防止进入欠压保护。

4.一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，其特征在于，

电路中的内置开关采用多级放大对驱动电流进行放大，用于降低驱动电流，降低损耗，提升效率。

5.根据权利要求4所述的恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，其特征在于，所述多级放大包括采用多级放大电路对驱动电路放大，所述多级放大电路包括两个以上的三极管组成得放大电路；

具体的，通过将所述三极管的C极短接，E极连接另一个三极管B来进行多极放大，还可以在多极放大BC间加启动电阻，用来节省***启动电阻来节省***元件。

6.根据权利要求4所述的恒定电流或者恒定功率输出的控制方法，其特征在于，所述多级放大包括采用MOS管或者MOS与三极管的组合来扩流放大，用于降低驱动压力和加快开关速度。

7.一种充电电路，其特征在于，包括了权利要求书1-7任意一项所述的恒定输出的控制方法。

8.一种充电电路，其特征在于，使用了权利要求书1或2所述的恒定输出的控制方法，具体的，

包括整流电路、主控芯片和变压器；

所述整流电路，用于给变压器输送整流后的电流；

所述变压器，用于向外部传递能量；

所述主控芯片，用于检测变压器的输入电压，并且控制变压器传递能量；

其中，所述主控芯片根据输入电压调整内置开关的占空比，从而实现变压器输出恒定电流。

9.根据权利要求8所述的充电电路，其特征在于，所述主控芯片中的内置开关采用多级放大对驱动电流进行放大，用于降低驱动电流，降低损耗。

10.根据权利要求8或9所述的充电电路，其特征在于，所述主控芯片设置CFP脚，所述CFP脚通过切换功能模块与主控芯片连接；

所述CFP脚用于当CPF脚挂空则采用非连续PSR模式；当对地接短路则进入CCM连续模式；当对地接电阻则进入定频模式，实现恒功率输出；当对地接电容则进入固定占空比模式，实现高PFC。

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