CN111614249A - 二极管电路 - Google Patents

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Abstract

在本申请中描述了一种集成电路。该集成电路具有第一端子和第二端子，并且具有带有控制电极和负载电流路径的MOS晶体管，该MOS晶体管激活和停用在第一端子与第二端子之间的负载电流路径。二极管与MOS晶体管的负载电流路径并联。该集成电路还具有探测器电路，该探测器电路根据第一端子与第二端子之间的电压产生控制信号。该集成电路还具有带有主支路和第一前馈支路的驱动器电路。主支路包括电路组件，该电路组件根据控制信号为MOS晶体管的控制电极产生控制电压，并且前馈支路包括电路组件，该电路组件产生充电电流或放电电流作为对控制信号的边沿的反应，充电电流对MOS晶体管的控制电极充电或放电电流使MOS晶体管的控制电极放电。

Description

二极管电路
技术领域
本说明书涉及半导体开关的领域，特别是以类似于二极管的方式工作的晶体管器件。
背景技术
硅二极管用于大量不同的开关转换器拓扑结构(例如降压转换器 (BuckConverter)、升压转换器(Boost Converter)等)、整流器电路以及需要控制电流值的所有应用中。但是，因为二极管在导通状态中具有显著的电压降(正向电压，forward voltage)，所以二极管的使用伴随着显著的功率损耗。因此，例如在开关转换器中，二极管可以由受控半导体开关(例如MOS晶体管)代替，该受控半导体开关被作为所谓的同步整流器操作。因为MOS晶体管在接通状态中会引起显著较低的电压降，所以与常规的硅二极管相比，功率损耗可以被显著降低。
为了同步整流而驱动MOS晶体管可能会需要相对复杂的电路。此外，开关时刻的时序是至关重要的，以便(例如在晶体管半桥的情况下)避免暂时的短路。已经开发了集成器件，该集成器件如二极管一样仅具有两个端子(阳极和阴极)，具有与二极管的特性曲线非常相似的特性曲线，但是具有较低的正向电压。这种集成器件可以被嵌入到与常用的二极管封装兼容的封装中，使得用户可以在现有电路中替换二极管，而不必改变电路设计。这种电路有时被称为“理想二极管电路”(ideal diode circuit)(参见例如P.Sachdev,“0V to18V Ideal Diode Controller Saves Watts and Space over Schottky”,在LinearTechnology Magazine中,p.24-31,Sept.2008)。
在专利公开US 10,033,297 B2(A.Pidutti,D.Gadler,I.Pachnis)中描述了一种器件，该器件可以在整流桥中代替二极管，但是具有小于 100mV的正向电压。但是，对于许多应用(例如对于在开关转换器中的使用)而言，这种器件的最大开关速度太慢。
发明内容
在下文中描述了一种集成电路。根据一个实施例，该集成电路具有第一端子和第二端子，并且具有带有控制电极和负载电流路径的 MOS晶体管，该MOS晶体管被设计为激活和停用在第一端子与第二端子之间的负载电流路径。二极管被布置为与MOS晶体管的负载电流路径并联。该集成电路还具有探测器电路，该探测器电路被设计为根据第一端子与第二端子之间的电压产生控制信号。该集成电路还具有带有主支路和第一前馈支路的驱动器电路。主支路包括电路组件，该电路组件被设计为根据控制信号为MOS晶体管的控制电极产生控制电压，并且前馈支路包括电路组件，该电路组件被设计为产生充电电流或备选地产生放电电流作为对控制信号的边沿的反应，该充电电流对MOS晶体管的控制电极充电或该放电电流使MOS晶体管的控制电极放电。
根据另一实施例，该集成电路具有第一端子和第二端子、MOS 晶体管、二极管、以及探测器电路，该MOS晶体管具有控制电极和负载电流路径，该MOS晶体管被设计为激活和停用在第一端子与第二端子之间的负载电流路径，该二极管被布置为与MOS晶体管的负载电流路径并联，该探测器电路被设计为根据第一端子与第二端子之间的电压产生控制信号。该集成电路还包括具有主支路和另一支路的驱动器电路，其中主支路接收控制信号并且具有电路组件，该电路组件被设计为根据控制信号为MOS晶体管的控制电极产生控制电压，并且其中另一支路具有电路组件，该电路组件被设计为产生放电电流作为对第二端子处的电压的边沿的反应，该放电电流使MOS晶体管的控制电极放电。
附图说明
下面借助于附图更详细地说明实施例。这些附图不一定按比例绘制，并且实施例并非限于所示出的方面。相反，重要的是展现实施例所基于的原理。在附图中示出了：
图1图示了降压转换器和升压转换器的基本结构，其中分别使用具有晶体管和硅二极管的半桥。
图2图示了降压转换器和升压转换器的基本结构，其中，与图1 的示例相比，使用第二晶体管代替硅二极管。
图3图示了降压转换器和升压转换器的基本结构，其中，与图1 的示例相比，硅二极管由具有两个端子的集成器件代替，该集成器件以基本类似于硅二极管的方式工作，但是与硅二极管相比，具有显著较低的正向电压。
图4借助于示例性框图图示了图3的集成器件的结构。
图5是用于说明例如图3所示的降压转换器应用中的图4的集成器件的功能的示例性时序图。
图6图示了被包括在集成器件中的用于接通功率晶体管的驱动器电路的第一示例，其中仅示出了接通晶体管所必需的那些组件。
图7图示了被包括在集成器件中的用于关断功率晶体管的驱动器电路的第二示例，其中仅示出了关断晶体管所必需的那些组件。、
图8和图9图示了用于根据图7的实施方式的备选示例。
图10和图11图示了被包括在集成器件中的用于接通和关断功率晶体管的驱动器电路的其他示例，其中图10主要示出了图6和图7 的示例的组合，并且图11示出了图6、图7和图9的示例的组合。
图12图示了可以在图4的示例中使用的供电电路的示例性实施方式。
图13和图14示出了根据图10和图11的电路的示例性实施方式。
具体实施方式
在下文中，在开关转换器应用的上下文中描述二极管的应用以及之后所描述的代替二极管的集成器件的应用。但是，这应当仅被理解为示例性应用，并且应当理解，这里所描述的集成器件还可以在其他应用中被使用。
图1图示了降压转换器(Buck Converter，图(a))和升压转换器(BoostConverter，图(b))的基本结构。因此，降压转换器包括半桥，该半桥包括(高侧)半导体开关T1和(低侧)续流二极管D1。也就是说，半导体开关T1连接在输入节点与半桥的中间抽头(middle tap)之间，在操作期间输入电压VIN施加在该输入节点上；续流二极管D1连接在半桥的中间抽头与接地节点之间，参考电位施加在该接地节点上。线圈L连接在半桥的中间抽头与输出节点之间，输出电压 VOUT被提供在该输出节点上。电容器COUT连接在输出节点与接地节点GND之间。半导体开关T1可以用经调制的控制信号SW驱动。在许多应用中，控制信号的脉冲宽度被调制(脉冲宽度调制，PWM)，或脉冲重复频率被调制(脉冲频率调制，PFM)。输出电压VOUT取决于输入电压VIN和控制信号SW的占空比(duty cycle)。
根据图1的图(b)，升压转换器包括半桥，该半桥包括(高侧) 续流二极管D1和(低侧)半导体开关T1。也就是说，续流二极管D1连接在输出节点与半桥的中间抽头之间，输出电压VOUT被提供在该输出节点上；半导体开关T1连接在半桥的中间抽头与接地节点GND 之间，参考电位施加在该接地节点上。线圈L连接在半桥的中间抽头与输入节点之间，在操作期间输入电压VIN施加在该输入节点上。电容器COUT连接在输出节点与接地节点之间。以与降压转换器相同的方式，半导体开关T1可以用经调制的控制信号SW驱动。输出电压 VOUT同样取决于输入电压VIN和控制信号SW的占空比。
为了提高图1的电路的效率，续流二极管D1可以分别由第二半导体开关T2代替，比硅二极管相比，该第二半导体开关在接通状态中引起显著较低的电压降。所产生的电路在图2的图(a)和图(b) 中示出。基本上，代替续流二极管D1的第二半导体开关T2与半导体开关T1反相地被驱动。也就是说，当半导体开关T1接通时，半导体开关T2关断，反之亦然。但是，在实际的实施中，比较复杂的驱动器与保护电路20是必要的，以便驱动半导体开关T1和T2的控制输入。特别地，需要确保在接通半导体开关之前，另一半导体被关断，以便避免桥短路(直通)。为此，驱动器与保护电路20通常包括直通保护电路，该直通保护电路被设计为在关断过程和另一开关的随后的接通过程之间确保一定的延迟时间。除了半桥以及驱动器与保护电路20 的配置之外，图2中的示例与图1中的示例相同。
图3中的示例与图1中的示例基本相同，其中在降压转换器和升压转换器中，续流二极管D1分别由集成电路10代替。类似于二极管，集成电路10具有两个端子(阳极和阴极)，并且具有与二极管的电流-电压特性曲线类似的电流-电压特性曲线。但是，与硅二极管不同，集成电路10具有明显较低的正向电压。在半桥应用中，集成电路10 带来与图2的第二半导体开关相同的优点，但是不需要参照图2所提到的复杂的驱动器与保护电路20。也就是说，集成电路10是具有(恰好)两个端子的组件(双端器件)，其可以代替硅二极管而无需调整电路的其他组件。如已经提到的，这种电路有时还被称为“理想”二极管电路。在图3的图(b)所示的应用中，使用集成电路10而不是简单的n沟道高侧晶体管具有如下优点：高侧晶体管的借助于电平转换器和/或电荷泵的通常复杂的驱动不再是必要的。
图4图示了图3的集成电路10的示例性实施方式(即内部结构)。在图4中，两个端子用A(阳极端子)和K(阴极端子)标记。从阳极端子A到阴极端子K的负载电流路径包括MOS晶体管TL的源极- 漏极路径，其中MOS晶体管具有与MOS晶体管TL的源极-漏极路径并联的本征体二极管DR。如果晶体管TL的控制电极(栅电极)未被驱动，则体二极管DR以与图1的示例中的硅二极管D1相同的方式工作。为了减小阳极A与阴极K之间的电压降，当阴极电压VK小于阳极电压VREF时，晶体管TL被接通。最迟在条件VK<VREF不再被满足时，晶体管TL必须被关断，从而集成电路10可以阻止电流流动。在所示的示例中，晶体管TL的栅电极借助于驱动器电路13被驱动。驱动器电路13被设计为根据控制信号VL的电平导通或截止地驱动 MOS晶体管TL，以便激活(MOS沟道导通)或停用(MOS沟道不导通)与二极管DR并联的负载电流路径(在MOS晶体管的情况下为源极-漏极电流路径)。控制信号VL由探测器电路12基于电压VK和 VREF产生(特别地，根据差VK-VREF，其中对于集成电路10，VREF可以被视为内部参考电位)。
对于探测器电路12和驱动器电路13的操作，供电电压VINT是必要的。由于集成电路10仅具有两个端子A和K，因此不存在单独的供电端子，并且供电电压VINT必须在内部被产生。该功能由供电电路 11提供。供电电路11连接到内部参考电位节点(参考电位VREF)，该内部参考电位节点不得与图3中的接地节点GND混淆。内部参考电位节点连接到阳极端子A。也就是说，对于集成电路10的内部电源，参考电压VREF可以被限定为0伏(内部接地)。集成电路10内的所有电压电平都相对于该内部接地(即阳极电位)。供电电路11 可以具有一个或多个电容器，这些电容器在如下的时间间隔中被充电，在这样的时间间隔中阴极电压VK(相对于内部接地)大于零(并且因此二极管DR截止，并且晶体管TL关断)。在这里所描述的实施例中，供电电路11产生借助于一个或多个电容器缓冲的两个内部供电电压VINT和VS。第一供电电压VINT用于向大部分电路组件供电，并且可以是例如5V。之后将更详细地说明第二供电电压VS的使用。供电电压VS可以大致对应于施加在半桥(参见图3)上的电压，并且因此大致对应于最大阴极电压VK,max，即在降压转换器(参见图3，图(a))中VS≈VK,max≈VIN，或在升压转换器(参见图3，图(b)) 中VS≈VK,max≈VOUT。但是，不一定总是这种情况；根据实施方式，还可以产生小于VK,max的电压。
图5包括用于说明图4的示例的功能的多个时序图。图5中上方的图示出了阴极电压VK(相对于内部接地)的示例性曲线，图5中下方的图示出了通过集成电路10(从端子A到端子K)的电流iD，并且图5中中间的图示出了通过半桥的另一支路中的半导体开关T1 (参见图3)的电流iSW。这两个电流iSW和iD的叠加产生通过降压转换器或升压转换器的线圈L的线圈电流iL。
在时间间隔TA期间，半导体开关T1导通并且集成半导体器件10 处于截止状态。通过半导体开关T1(参见图3)的电流iSW增大，并且阴极电压VK相应地下降。电流上升的斜率diSW/dt取决于线圈L的电感和输入电压VIN。在图3的图(b)的升压转换器的情况下，适用diSW/dt≈VIN/L。在该时间间隔TA中，阴极电压VK为正，并且被包括在供电电路11(参见图4)中的电容器可以被充电。时间间隔TA随着半导体开关T1的关断而结束，这导致阴极电压VK急剧下降到负值 (这由在电感L中所感应的电压引起)。同时，电流由集成电路10 中的MOS晶体管TL的本征二极管DR接收(参见图4)。一旦条件 VK<VON(并且VON≤0伏)被满足，就会触发内部半导体电路的内部 MOS晶体管TL的接通，其中电压VK进一步下降到与本征二极管DR的正向电压相对应的电压VF≈-0.7V。由于MOS晶体管TL仅在阴极电压VK为负时被接通，并且因此另一半桥支路中的半导体开关T1可靠地被关断，因此不会发生桥短路。在接通时间TB之后，MOS晶体管 TL完全接通，并且电压VK的负值小于VF，因为电流iD不再流过二极管DR而是流过晶体管TL的导通的MOS沟道。在随后的时间间隔TC中，集成电路10的晶体管TL完全接通，另一半桥支路中的电流iSW为零，并且电流iD根据线圈L的电感和其上所施加的电压而下降。
时间间隔TC随着另一半桥支路中的半导体开关T1的接通而结束，这导致电流iD下降为零，并且由另一半桥支路中的半导体开关T1接收(参见图3)；阴极电压VK在随后的时间间隔TD中再次上升。阴极电压VK的该上升例如通过探测条件VK＞VOFF(并且VOFF≤0伏) 来探测。也就是说，最迟在阴极电压变为正时，集成电路10中的MOS 晶体管TL必须再次被关断。在VK＝0的时间点，通过集成电路10的电流为零。在随后的时间间隔TE中，电荷载流子必须从本征二极管 DR中被清除，并且电压VK继续上升。一旦电荷载流子从二极管DR中被清除(在时间间隔TF的开始处)，阴极电压VK在时间间隔TF期间急剧上升至其最大值VK,max，并且该循环可以再次开始。在时间间隔TF期间，MOS晶体管TL的栅极电压VG必须被牢牢地箝位到源极电位(内部接地)，以便保持晶体管TL关断。该功能必须由驱动电路13保证。将对于MOS晶体管TL的关断的阈值VOFF限定为稍微低于零伏，以便加快二极管DR的清除，这是有意义的。
特别是在具有高开关频率的应用中，驱动器电路13(参见图4) 必须迅速反应，并且快速地接通MOS晶体管并且还再次关断MOS 晶体管。在下面的图6至图9中示出了对于驱动器电路13的可能的实施方式的多个示例，该驱动器电路13实现所提到的快速接通和关断。
图6图示了图4的驱动器电路13的实施方式的一个示例。提供给驱动器电路13的输入电压VL可以由探测器电路12产生。电压VL指示MOS晶体管TL是应当被接通还是被关断。为了获得二极管的行为(但是用低的正向电压实现)，当本征二极管DR被正向偏置(forwardbiased)时，MOS晶体管TL应当被接通。当阴极电压VK为负时就是这种情况。如已经提到的，阳极电压VREF以及因此在阳极端子A上的电位被限定为内部接地电位并且因此被限定为零伏(VREF＝0V)。如已经说明的，探测器电路12被设计为探测阴极电压VK何时变为负以及阴极电压VK何时再次变为正。用于探测的阈值VON和VOFF可以为零或略微为负(参见图5)。也就是说，当阴极电压VK下降至阈值 VON以下时，电压VL呈现低电平(low level)，而当再次超过阈值VOFF时，电压VL呈现高电平(high level)。在这里应当再次强调，阴极电压VK的变化的原因在于集成电路10之外；在开关转换器应用 (参见图3)的情况下，阴极电压VK的变化由另一半桥支路中的半导体开关的开关引起。因此，电压VL的低电平指示驱动器电路13接通MOS晶体管TL(因为VK变为负)；同样，电压VL的高电平指示驱动器电路13再次关断MOS晶体管TL。
因此，驱动器电路13被设计为根据输入电压VL产生栅极电压 VG，该栅极电压接通或关断MOS晶体管TL。如果考虑输入电压信号VL和栅极电压信号VG的逻辑状态，则栅极电压VG具有输入电压VL的反相电平(如果VL指示负的阴极电压VK，则MOS晶体管TL必须被接通)。在这里所描述的示例中，该反相通过三个反相器INV1、INV2和INV3(反相器链)的串联来实现，其中输入电压VL被提供给第一反相器INV1，并且栅极电压VG施加在第三反相器INV3的输出上。反相器构成驱动器电路的主支路。但是，只有当在相对短的之间内足够的电荷(在接通时)被提供给栅电极，或(在关断时)从MOS晶体管TL的栅电极被导出时，栅电压VG才可以(在接通时)被提高到必要的电平或(在关断时)被降低到必要的电平。换句话说，为了可以迅速地改变栅极电压VG的电平，必须可以流过相应高的栅极电流 iG。栅极电流iG关于开关时间的积分对应于所提供/所导出的栅极电荷。
即使在图6中未被明确示出，反相器INV1、INV2和INV3以例如 5伏或3伏的内部供电电压VINT(参见图4)工作在主支路中。这由被包括在供电电路11(参见图4)中的电容器提供，该电容器的电容 (以及因此其中所存储的电荷)相对有限，因为供电电路11与探测器电路12、驱动器电路13以及MOS晶体管TL一起必须被集成在只有两个端子的单个集成电路10中。供电电路11不能向内部供电电压 VINT提供足够多的电流(以及因此电荷)，以便足够快地对MOS晶体管的栅极充电或使MOS晶体管的栅极放电。为了解决该问题，在这里所描述的实施例中，驱动器电路13除了主支路之外还包括前馈支路，该前馈支路提供用于给MOS晶体管TL的栅电极充电所需的电流。在图6的示例中，前馈支路包括组件131和132，它们仅是对于接通MOS晶体管TL所需的。对于关断MOS晶体管TL，可以提供另一前馈支路，对此的各种示例在图7至图9中被示出。
图6所示的组件131被称为边沿至电流转换器(slope-to-current converter)，并且其被设计为将第二反相器INV2的输出信号VL2中的下降沿转换为电流信号iR。电流信号iR主要包括具有脉冲持续时间的电流脉冲，该脉冲持续时间在简单的情况下可以对应于下降沿的下降时间(fall time)。组件132是一种具有输出级的电流放大器，但是它不是由内部供电电压VINT供电，而是由附加的较高的供电电压VS供电。电流放大器132的输出电流iGC(经放大的电流脉冲iR)被馈送到MOS晶体管TL的栅电极，并且可以在输入电压VL的下降沿(对应于反相器INV2的输出处的下降沿)期间作出如下贡献：对MOS晶体管TL的栅极充电，并且因此快速地接通MOS晶体管TL。输出电流iGC同样是脉冲形的，并且对应于被提供给MOS晶体管的栅极的(除了反相器链的输出电流之外的)电荷量QGC。
类似于内部供电电压VINT，附加的供电电压VS由被包括在供电电路11中的电容提供。但是，由于该电容被充电到较高的供电电压 VS，因此电容中所存储的电荷(电容乘以电压)明显较高。供电电压 VINT和VS的“去耦合”是必要的，因为探测器电路12(参见图3)需要稳定的供电电压。但是，驱动器电路13的一些组件可以在剧烈波动的供电电压VS下工作，该供电电压VS可能会例如从10V下降到 MOS晶体管TL的阈值电压。因此，稳定较高的供电电压VS是不必要的。
如所提到的，图6的示例图示了驱动器电路13的负责MOS晶体管TL的接通的部分，包括支持MOS晶体管TL的栅极的充电的前馈支路。图7的示例图示了具有另一前馈支路的驱动器电路13，该前馈支路支持MOS晶体管TL的栅极的放电，以便关断MOS晶体管TL。在该示例中，另一前馈支路包括组件133、134和135，并且可以与图 6的前馈支路组合。
组件133同样是边沿至电流转换器，其输入耦合到第一反相器的输出(输出信号VL1)。也就是说，当输入信号VL具有上升沿，即 MOS晶体管TL应当被关断时，边沿至电流转换器133看到下降沿。如在边沿至电流转换器132的先前的示例中一样，图7中的边沿至电流转换器133也被设计为将下降沿转换为输出电流iR，该输出电流以与先前的示例中相同的方式被放大。该放大由组件135实现，该组件同样是一种电流放大器，并且可以以与图6中的电流放大器132相同的方式被构造。电流放大器135的输出电流被馈送到箝位电路134，该箝位电路被设计为根据经放大的电流iR使MOS晶体管ML的栅源电容短路，并且因此使栅极快速放电并且关断MOS晶体管TL。箝位电路134可以例如具有如下的晶体管，该晶体管耦合到MOS晶体管 TL，使得当被包括在箝位电路134中的晶体管接通时，MOS晶体管 TL的栅源电容被短路。作为对边沿至电流转换器133的电流iR的反应，被包括在箝位电路134中的晶体管被置于导通状态得越快，MOS晶体管TL的栅源电容被短路得越快。因此，由电流放大器135放大电流iR是有意义的。
但是，由电流放大器135放大电流不一定是必要的。图8的示例是图7的先前的示例的变型，其中省略了电流放大器135。在这种情况下，边沿至电流转换器133的输出连接到箝位电路134的输入，而没有中间放大器。换句话说，边沿至电流转换器133连接在第二反相器INV2的输出与箝位电路134的输入之间。在这种情况下，激活被包括在箝位电路134中的晶体管以使MOS晶体管TL的栅源电容短路可能会花费比先前的示例长的时间。使MOS晶体管TL的栅电极较快地放电是否是必要的，或者稍微较慢的放电(而没有电流放大器135) 是否是足够的，这取决于具体的应用。
图9的示例是图8的先前的示例的特别的变型，其中特别地，边沿至电流转换器133'不接收反相器INV1的输出信号VL1作为输入信号，而是接收阴极电压VK。如图8中的边沿至电流转换器133一样，边沿至电流转换器133'对阴极电压VK的上升沿做出反应，该阴极电压基本上对应于MOS晶体管TL处的漏源电压。如在先前的示例中那样，边沿至电流转换器133'的所产生的输出电流iR被提供给箝位电路 134。由于阴极电压VK的边沿显著高于反相器INV1的输出处的边沿，因此所产生的电流iR在电压上升的整个时间期间流动。它还可以比在先前的示例中高，以便可靠地关断MOS晶体管TL。与在图7的示例中相反，在根据图9的示例中，较高的供电电压VS在关断时没有电流，使得供电电路11中所属的电容器(参见图3)的尺寸可以被确定得较小。
如所提到的，用于接通的电路(例如图6)和用于关断的电路(图 7至图9)可以彼此组合，使得驱动器电路13具有两个前馈支路。图 10图示了示出图6和图7的示例的组合的驱动器电路。以附加的较高的供电电压VS工作的132和135，允许相对较快地接通和关断MOS晶体管TL，并且因此允许在相对快速开关的应用(例如开关转换器) 中使用集成电路10。在另一实施例中，根据图6、图7和图9的电路被组合。该情况在图11中被示出。
图12的图(a)图示了可以在图4的示例中使用的供电电路11 的可能的实施方式的一个示例。如所提到的，供电电路11被设计为产生稳压供电电压VINT以及非稳压供电电压VS。非稳压供电电压VS可以高于稳压供电电压VINT。供电电路11连接在阳极端子A(阳极电压/参考电位VREF)与阴极端子(阴极电压VK)之间。如所提到的，参考电位VREF可以假定为0V，而阴极电压VK(相对于参考电位VREF) 剧烈波动。因此，供电电压VINT和VS必须从阴极电压VK中产生，并且借助于电容器缓冲。
在图12的图(a)的示例中，电容器C1和C2通过晶体管T1或 T2充电。晶体管T1连接在电容器C1的第一端子与阴极端子K(阴极电压VK)之间。同样地，晶体管T2连接在电容器C2的第一端子与阴极端子K之间。电容器C1和C2的第二端子在参考电位VREF上。电容器C2两端的电压为非稳压供电电压VS。电容器C1两端的电压被提供给稳压器REG的输入，该稳压器在其输出处提供稳压供电电压 VINT。
驱动晶体管T1或T2的控制端子，使得当阴极电压为高(即高于某个阈值)时，晶体管导通，当阴极电压为低(即低于某个阈值)时，晶体管截止。在所示的示例中，晶体管T1或T2是MOS晶体管，如果阴极电压VK足够大，则它们的栅极通过电流源Q充电，以便驱动电流源Q的电流iQ。连接在栅电极与参考电位VREF之间的齐纳二极管DZ将栅极电压限制到齐纳二极管DZ的齐纳电压。因此，电容器C1和C2两端的最大电压也被限制到如下的值，该值大致等于齐纳电压减去相应晶体管T1或T2的阈值电压(threshold voltage)。
图12的图(b)图示了图(a)的示例的变型，其中电容器C1缓冲非稳压供电电压VS，并且稳压供电电压VINT从非稳压供电电压VS中被导出。在这种情况下，只需要一个电容(但是该电容可以由多个单独的电容器构成)。应当理解，图12的示例仅示出了简单的实施方式，并且实际的实施方式可能会较复杂并且还取决于所使用的技术。特别地，多个电容器可以被并联，以便获得所期望的电容。齐纳二极管DZ还可以由产生电压限制的其他电路组件代替。在最简单的情况下，电流源Q由电阻器或晶体管实现。根据实施方式，将二极管分别串联到晶体管T1和T2的负载电流路径，以便防止缓冲电容器的不期望有的放电，这是必要的。在这种情况下，在晶体管被关断的情况下，二极管被反串联到晶体管T1和T2的本征体二极管(图12中未示出)。
图13较详细地图示了图11的示例的示例性实施方式。在所示的示例中，探测器电路12包括比较器K，在第一输入处阴极电压VK被提供给比较器K，并且在第二输入处参考电压VX被提供给比较器K。比较器K被设计为比较电压VK和VX，并且在其输出处指示阴极电压VK是否大于参考电压VX。如果是这种情况，则比较器K的输出电压 VL(以及因此探测器电路12的输出电压)具有高电平(high level)，否则具有低电平(low level)，其中电平(高和低)应当理解为逻辑电平。具有三个反相器INV1、INV2和INV3的反相器链将探测器电路 12的输出信号VL反相三次。也就是说，第三反相器INV3的输出信号 VG与探测器电路12的输出信号VL相比是反相的。当阴极电压VK下降到参考电压VX以下(VK<VX)时，则探测器电路12的输出信号 VL为低电平，并且第三反相器INV3的输出信号VG(晶体管TL的栅极电压)为高电平。也就是说，当VK<VX时，晶体管TL被接通。参考电压还可以具有负值(例如-50mV)。
比较器K和反相器INV1、INV2和INV3由稳压供电电压VINT(在图13中未明确示出)供电。如在上面已经提到的，反相器INV3不能提供用于以所期望的速度接通和关断晶体管TL的足够大的输出电流。如已经参照图6和图7所解释的，借助于边沿至电流转换器131和133(slope-to-current converter)以及所属的电流放大器132和135，从非稳压电源(供电电压VS)汲取附加的电流，以便可以较迅速地接通和关断晶体管TL。借助于箝位电路134关断，该箝位电路能够将晶体管的栅源电压箝位到零伏。
边沿至电流转换器131和133主要分别包括电容器(参见图13，电容器CON或COFF)。在电容器CON和COFF之前可以分别连接缓冲器B1、B2，与反相器INV1和INV2相比，该缓冲器在其输出处可以提供较多的电流，即与反相器的输出晶体管级相比，缓冲器B1和B2的输出晶体管级被设计为用于较高的电流。虽然如此，在一些实施例中，缓冲器B1和B2还可以被省略，并且因此是可选的。缓冲器B1和B2中的一个或两个可以具有反相特性。在这种情况下，缓冲器B1和B2的输入信号也必须被反相。也就是说，例如，如果缓冲器B2具有反相特性，则必须将信号VL2(而不是VL1)作为输入信号提供给它。这不会改变电路的功能。
在图13的示例中，在信号VL2中的下降沿期间，电流流过电容器 CON(流过电容器的电流与电压的变化成正比)。该电流可以被视为电流放大器132的输入信号，该电流放大器由非稳压电源(供电电压 VS)供电。电流放大器132可以基本上作为电流镜被实施，该电流镜具有带有第一晶体管M1的输入支路和带有第二晶体管M2的输出支路。流过晶体管M1(以便对电容器CON充电)的输入电流以所限定的放大因子被“镜像”到输出支路，并且经放大的输出电流iGC被提供给MOSFET TL的栅电极，以便对栅电极充电并且接通MOSFET TL。电阻R1用于在MOSFET TL被关断期间再次使电容器CON放电。在这点上，应当再次强调，电流放大器132的输出电流iGC由未稳压电源提供。
在信号VL1中的下降沿(对应于信号VL2中的上升沿)期间，电流流过电容器COFF，该电流与电容器COFF上的电压变化成正比。该电流可以被视为电流放大器135的输入信号，与电流放大器132一样，该电流放大器135由非稳压电源(供电电压VS)供电。电流放大器 135可以以与电流放大器132相同的方式被构造，并且参阅上文的说明。在所示的示例中，电流放大器135包括具有输入支路中的晶体管 M3和输出支路中的晶体管M4的电流镜。通过电容器的电流被放大地“镜像”到输出支路，并且(由非稳压电源提供的)输出电流iGD被提供给箝位电路134，该箝位电路最终关断MOSFET TL。电阻器R2用于在MOSFET TL被接通期间再次使电容器COFF放电。
箝位电路134被设计为为了关断MOSFET TL，将晶体管TL的栅源电压VG箝位到近似零伏。在图13所示的示例中，箝位电路134包括电子开关MX(例如，另一MOS晶体管MX)，该电子开关被接通以便将栅极电压VG箝位到几乎零伏。为了快速且可靠地接通电子开关MX，经放大的电流iGD(电流放大器135的输出电流)被提供给电子开关的控制电极。在所示的MOS晶体管的情况下，作为对信号VL1中的下降沿的反应，MOS晶体管MX的栅电极由电流放大器134的输出电流充电，从而快速且可靠地接通MOS晶体管MX，以便将 MOSFET TL的栅极箝位到零伏。二极管DX是齐纳二极管，其将MOS 晶体管MX的栅极电压限制到特定的最大值。与MOS晶体管MX的栅源电容并联的电阻器RX允许使晶体管MX的栅极放电，直到MOSFET TL的下一个关断过程为止。箝位电路134的其他的较复杂的实施例同样是可能的。
如所提到的，图13的实施例基本上对应于图10的一般示例。图 14的实施例与图13的先前的示例基本上相同，但是具有附加的边沿至电流转换器133'，该边沿至电流转换器耦合在阴极端子K与另一箝位电路134'之间。由于空间原因，电路的左侧部分在图14中被省略了；如所提到的，该部分与图13中相同。
作为对阴极电压VK中的上升沿的反应，边沿至电流转换器133' 提供电流iGD2，该电流iGD2被提供给另一箝位电路134'。在所示的示例中，边沿至电流转换器133'具有电容器COFF2和可选的串联电阻器 ROFF2。箝位电路134'可以以与箝位电路134基本相同的方式被构造。作为对阴极电压VK的上升沿的反应，通过电容器COFF2的充电电流还导致箝位电路134'中的晶体管MX被激活，并且MOSFET TL的栅极电压VG被箝位到零伏。
即使在这里所示的示例中探测器电路12相对简单地仅以一个比较器被构造，其他实施例可以具有较复杂的探测器电路。探测器电路可以例如被设计为在探测到负的阴极电压(VK<VON，参见图5)之后在一定持续时间内阻止正的阴极电压(VK>VOFF，参见图5)的信号传输，以避免不期望有的触发。在这里所描述的理想二极管电路用于根据脉冲宽度调制信号被驱动的半桥中的应用中，所提到持续时间取决于占空比和/或脉冲宽度调制信号的频率，在该持续时间内 MOSFET TL的再次接通被阻止。

Claims (10)

1.一种集成电路，包括：
第一端子(A)和第二端子(K)；
MOS晶体管(TL)，具有控制电极和负载电流路径，所述MOS晶体管被设计为激活和停用在所述第一端子(A)与所述第二端子(K)之间的负载电流路径；
二极管(DR)，被布置为与所述MOS晶体管(TL)的所述负载电流路径并联；
探测器电路(12)，被设计为根据所述第一端子(A)与所述第二端子(K)之间的电压(VK)产生控制信号(VL)；
驱动器电路(13)，具有主支路和第一前馈支路，
其中所述主支路接收所述控制信号(VL)并且具有电路组件，所述电路组件被设计为根据所述控制信号(VL)为所述MOS晶体管(TL)的所述控制电极产生控制电压(VG)，并且
其中所述第一前馈支路具有电路组件，所述电路组件被设计为产生充电电流(iGC)或放电电流(iGD)作为对所述控制信号(VL)的边沿的反应，所述充电电流(iGC)对所述MOS晶体管(TL)的所述控制电极充电或者所述放电电流(iGD)使所述MOS晶体管(TL)的所述控制电极放电。
2.根据权利要求1所述的集成电路，
其中所述主支路包括具有多个反相器(INV1、INV2、INV3)的链，所述控制信号(VL)被提供给所述链，并且所述链的输出端被连接到所述控制电极。
3.根据权利要求1或2所述的集成电路，
其中所述第一前馈支路具有边沿至电流转换器(131)，所述边沿至电流转换器被设计为产生电流脉冲(iR)作为对所述控制信号(VL)的边沿的反应，并且
其中所述第一前馈支路具有电流放大器(132)，所述电流放大器被设计为放大所述电流脉冲(iR)，并且其中所述电流放大器(132)的输出端被连接到所述MOS晶体管(TL)的所述控制电极。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的集成电路，还包括：
第二前馈支路，所述第二前馈支路具有电路组件，所述电路组件被设计为产生放电电流(iGD)作为对所述控制信号(VL)的边沿或所述第二端子(K)处的所述电压(VK)的边沿的反应，所述放电电流(iGD)使所述MOS晶体管(TL)的所述控制电极放电。
5.根据权利要求4所述的集成电路，
其中所述前馈支路具有箝位电路(134)，所述箝位电路被连接到所述MOS晶体管(TL)的所述控制电极，并且被设计为激活和停用用于对所述控制电极放电的电流路径。
6.根据权利要求5所述的集成电路，
其中所述第二前馈支路具有边沿至电流转换器(133；133')，所述边沿至电流转换器被设计为产生电流脉冲(iR)作为对所述控制信号(VL)的边沿的反应，
其中所述电流脉冲通过所述箝位电路激活所述电流路径。
7.根据权利要求6所述的集成电路，
其中所述第二前馈支路具有电流放大器(135)，所述电流放大器被设计为放大所述电流脉冲。
8.根据权利要求6所述的集成电路，
其中所述箝位电路(134)具有半导体开关，所述电流脉冲被提供给所述半导体开关的控制输入端。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的集成电路，还包括：
供电电路，被设计为产生第一供电电压(VINT)和第二供电电压(VS)，其中所述第一供电电压被稳定并且小于所述第二供电电压(VS)，
其中所述探测器电路(12)由所述第一供电电压(VINT)供电，并且所述前馈支路中的至少一个电路组件由所述第二供电电压(VS)供电。
10.一种集成电路，包括：
第一端子(A)和第二端子(K)；
MOS晶体管(TL)，具有控制电极和负载电流路径，所述MOS晶体管被设计为激活和停用在所述第一端子(A)与所述第二端子(K)之间的负载电流路径；
二极管(DR)，被布置为与所述MOS晶体管(TL)的所述负载电流路径并联；
探测器电路(12)，被设计为根据所述第一端子(A)与所述第二端子(K)之间的电压(VK)产生控制信号(VL)；
驱动器电路(13)，具有主支路和另一支路，
其中所述主支路接收所述控制信号(VL)并且具有电路组件，所述电路组件被设计为根据所述控制信号(VL)为所述MOS晶体管(TL)的所述控制电极产生控制电压(VG)，并且
其中所述另一支路具有电路组件，所述电路组件被设计为产生放电电流(iGD)作为对所述第二端子(K)处的所述电压(VK)的边沿的反应，所述放电电流使所述MOS晶体管(TL)的所述控制电极放电。
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