CN111585553A - 用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护结构及保护方法 - Google Patents
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Abstract
本发明为用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护结构及保护方法,包括比较和逻辑关断电路、RCD积分电路、复位电路,所述RCD积分电路包括积分电容Cf、积分电阻Rf、阻断二极管Dblo、接地电阻Rgro,接地电阻Rgro并联在阻断二极管Dblo两端,阻断二极管Dblo的正极端依次连接积分电阻Rf、积分电容Cf;积分电容Cf的另一端接地Vs,积分电容Cf的接地端连接SiC MOSFET的开尔文源极,阻断二极管Dblo的负极端连接SiC MOSFET的功率源极;RCD积分电路的输出端从积分电容Cf和积分电阻Rf之间引出,分别接入比较和逻辑关断电路、复位电路中。减小了传统的di/dt‑RC检测在负载短路故障情况下存在的巨大检测误差。在FUL故障下,本申请将短路保护的误差从51.3%降低到6.4%,保护时间缩短了50ns。
Description
技术领域
本发明涉及用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护结构及保护方法。
背景技术
SiC MOSFET短路保护策略比IGBT更为重要和困难。这有三个原因。首先,SiCMOSFET工作场所面临着更严重的电磁干扰(EMI)问题,这可能导致控制信号部分出现错误,并最终导致短路故障。其次,SiC MOSFET的短路电流更高,芯片尺寸更小,因此其短路耐受时间比IGBT短。第三,随着温度的变化,SiC MOSFET的静态特性变化更大,这使得应用最广泛的退饱和检测技术的可靠性变低。
目前,SiC MOSFET短路保护大多借用IGBT短路保护方式,主要包括退饱和检测,电流传感器检测,采样电阻检测,di/dt检测。其中,传统的di/dt检测使用SiC MOSFET自身的寄生电感进行电流采集。使用RC积分电路(低通滤波器)还原电流波形。最后,添加比较,锁存和逻辑关断后即可实现SiC MOSFET的短路保护。但di/dt检测在负载短路故障(FUL)的情况下存在一些问题,下面将做详细说明。
传统的di/dt检测原理
为了与发明的检测方法相区别,之后将传统的di/dt检测统称为di/dt-RC检测。
A.基本原理和计算
常见的di/dt-RC检测原理如图1所示。从右到左分为三部分:微分电路,积分电路,比较和逻辑关断电路。下面将介绍这三个电路。
在微分电路中,通过SiC MOSFET的开尔文源极和功率源极之间的寄生电感LSs获得漏源电流iDS的微分信息。寄生电感LSs两端的电压为:
其中diDS/dt代表漏源电流iDS的微分,VSs为寄生电感电压。
在积分电路中,将微分电路得到的寄生电感电压VSs信号进行积分,得到与漏源电流iDS成比例的积分电容输出电压Vo,二者的比例系数约为A,按照公式(2)求得:
上式中,Rf、Cf和Vo分别是RC积分器的积分电阻、积分电容和积分电容输出电压,A定义为积分器输出电压(积分电容输出电压Vo)与实际电流(漏源电流iDS)的比例值。
因为在短路条件下电流会急剧上升,仅需要高频积分器即可反应出短路时的电流信息。所以通常使用无源RC低通滤波器作为高频积分器。发生短路时,漏源电流iDS急剧上升,对应的积分电容输出电压Vo的绝对值也急剧上升。
在比较和逻辑关断电路,积分电容输出电压Vo连接到比较器的正端,并且预先设定好的阈值电压V(th)被连接到该比较器的负端。在确定寄生电感LSs、积分电阻Rf和积分电容Cf的设定值后,可以通过选择不同的阈值电压V(th)来调整短路电流保护阈值。使用SR锁存器、关断MOSFET Mso和关断电阻Rso来实现短路保护所需的关断SiC MOSFET的功能,如图1的左部分所示。
B.RC积分电路的问题
实际上,更快、更简单的di/dt-RC检测尚未广泛用于SiC MOSFET的短路保护。因为它存在以下问题。
在说明问题之前,首先需要说明SiC MOSFET短路情况的分类(共两种)。SiCMOSFET开启时发生的短路故障称为硬开关故障(HSF)。SiC MOSFET完全开启后某一时刻发生的短路故障称为负载短路故障(FUL)。在无故障、HSF和FUL三种情况下,漏源电流iDS和积分电容输出电压Vo的波形如图2所示。其中,时间t1,时间t4,HSF下积分电容峰值电压VHSF和FUL下积分电容峰值电压VFUL分别表示发生两种短路发生的时刻和积分电容输出电压Vo可以达到的峰值。HSF下漏源电流峰值iHSF和FUL下漏源电流峰值iFUL是与VHSF和VFUL对应的漏源电流iDS的值。无故障漏源电流iNor是在无故障情况下器件开启后的漏源电流iDS。无故障积分电容输出电压VNor是在无故障情况下器件开启瞬态(图2中(b)的t2时刻)的积分电容的输出电压Vo。
当使用di/dt-RC短路检测方法时,在相同的短路电流峰值条件下,与HSF下积分电容峰值电压VHSF相比,FUL下积分电容峰值电压VFUL具有巨大的检测误差V'err,如图2中(b)所示。原因如下,SiC MOSFET正常打开后为时间t2时刻。在时间t2至时间t3时间段内,积分电容输出电压Vo通过寄生电感LSs和积分电阻Rf放电,直至变为0V。因此,在时间t3之后,RC积分器会产生一个巨大的误差电压Verr,误差电压Verr与无故障漏源电流iNor成正比。在FUL故障的情况下,此误差电压Verr被FUL下积分电容峰值电压VFUL体现出来为检测误差V'err,所以检测误差V'err约等于误差电压Verr。因为HSF故障发生在SiC MOSFET启动过程中,所以不会产生巨大的检测误差。综上可知,在FUL故障情况下,RC积分器检测的电流与实际电流相比存在iNor的检测误差。
由于这个检测误差,图1中比较器的正端子处的阈值电压V(th)设计是困难的。如果阈值电压V(th)的绝对值大于FUL下积分电容峰值电压VFUL的绝对值,则显然在FUL条件下无法激活保护功能。如果阈值电压V(th)的绝对值小于等于HSF下积分电容峰值电压VHSF的绝对值,则在SiC MOSFET开关瞬态,由于电流振荡可能会产生误保护。
发明内容
本发明的目的是,提供一种用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护结构及其保护方法。该保护结构中提出RCD积分电路,弥补了RC积分电路的误差,达到了提高di/dt检测的准确性的目的。之后将本发明称为di/dt-RCD检测短路保护法。
为实现上述目的,本发明的技术方案是:
一种用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护结构,包括比较和逻辑关断电路,其特征在于,该结构还包括RCD积分电路、复位电路,
所述RCD积分电路包括积分电容Cf、积分电阻Rf、阻断二极管Dblo、接地电阻Rgro,接地电阻Rgro并联在阻断二极管Dblo两端,阻断二极管Dblo的正极端依次连接积分电阻Rf、积分电容Cf;积分电容Cf的另一端接地Vs,积分电容Cf的接地端连接开尔文源极,阻断二极管Dblo的负极端连接功率源极;RCD积分电路的输出端从积分电容Cf和积分电阻Rf之间引出,分别接入比较和逻辑关断电路、复位电路中;
所述复位电路的作用是在SiC MOSFET关断时把积分电容输出电压Vo降低到零,起到把积分电容强制复位的作用。
所述复位电路包括比较器U2,比较器U2的正输入端连接在电阻R3和电阻R4的连接处,电阻R3另一端连接-5V电源,电阻R4另一端连接+15V电源;比较器U2的动作电压V(comp)要保证小于被保护的SiC MOSFET的开启电压;比较器U2的负输入端经电阻R5连接到驱动脉冲Vgs与栅极电阻Rg的连接处,同时比较器U2的负输入端经电阻R6接地Vs;比较器U2采用-5V和+15V供电;
比较器U2的输出端经复位电容CRE分别连接复位电阻RRE的一端、复位MOSFET Mreset的栅极,复位电阻RRE的另一端连接到复位MOSFET Mreset的漏极上并接地Vs;复位MOSFETMreset的源极连接在RCD积分电路的输出上,即积分电容Cf和积分电阻Rf之间。
所述比较和逻辑关断电路的电路构成是:积分电容输出电压Vo连接到比较器U1的正输入端,比较器U1的负输入端连接到电阻R1和电阻R2的连接点;电阻R1另一端连接到-5V,电阻R2另一端连接到地Vs(0V);
比较器U1输出连接到SR锁存器U3的2S’端,SR锁存器U3的2R’端连接到地Vs端;SR锁存器U3的2Q端连接电阻R7,电阻R7另一端连接关断MOSFET Mso的栅极,关断MOSFET Mso是一个信号级的小MOSFET,关断MOSFET Mso的源极与SR锁存器U3的GND端都连接到-5V;当SR锁存器U3的2Q端输出正后,代表短路保护被触发,SR锁存器U3的2Q端使关断MOSFET Mso开启;关断MOSFET Mso的漏极连接关断电阻Rso,关断电阻Rso的另一端连接到驱动脉冲Vgs与栅极电阻Rg的连接处;关断MOSFET Mso开启后把驱动脉冲Vgs通过关断电阻Rso和关断MOSFET Mso的漏源极与-5V连接。
一种用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护方法,该方法采用上述的短路保护结构,其特征在于,RCD积分电路用于精确测量SiC MOSFET的短路漏源电流iDS,当漏源电流iDS大于设定的短路电流动作值时,RCD积分电路输出的电压信号使比较和逻辑关断电路动作,起到关断SiC MOSFET的作用;无论是短路时的关断还是正常时的关断,复位电路在每次SiC MOSFET关断后负责把RCD积分电路中的积分电容输出电压Vo变为0V。
在器件正常开通瞬态或者短路时,RCD积分电路起到将寄生电感电压VSs信号积分的作用,积分结果的输出为积分电容输出电压Vo;
在被保护的SiC MOSFET正常开通瞬态之后,但未到关断时刻的这段时间之内,当积分电容输出电压Vo释放时,阻断二极管Dblo处于阻断状态并且接地电阻Rgro设置为大电阻,所以积分电容输出电压Vo无法释放;若该时间段发生短路,积分电容输出电压Vo会从正常大小开始增加,能反映出正常的短路电流大小,使后边的比较和逻辑关断准确的识别短路故障,从而使器件能有效的被保护;
比较和逻辑关断电路中的比较器U1负极端子上的阈值电压V(th)通过接地电阻Rgro和差分电阻Rdif形成回路电流,防止积分电容Cf被V(th)误充电,而导致输出电压Vo误升高情况的发生;
当驱动脉冲Vgs小于0V时,SiC MOSFET关断,复位电路中的比较器U2的负输入端同样小于0V,这时比较器U2输出电位由-5V翻转到+15V,直到驱动脉冲Vgs再次大于0V,SiCMOSFET再次开启时;复位电路中的复位电容CRE、复位电阻RRE将比较器U2输出的由-5V翻转到+15V的阶跃信号转化为开通时间为复位脉冲时间treset大小的单脉冲信号在复位电阻RRE两端输出,复位脉冲时间treset按照公式(3)计算得到;
复位电阻RRE连接到复位MOSFET Mreset的栅漏两端,在复位脉冲时间treset时间内复位MOSFET Mreset处于开启状态,起到将积分电容电压Vo强制降为零的作用。
一种集成di/dt-RCD检测的双脉冲实验(DPT)平台,包括示波器、脉冲发生器、低压电源、负载电感Lload、高压电源,该实验平台还包括上管、下管、RCD积分电路、复位电路、比较和逻辑关断电路、驱动电路和上、下管组成的半桥电路;高压电源VDC向半桥电路供电,上管并联一个负载电感Lload,下管的开尔文源极和功率源极之间串联寄生电感LSs,RCD积分电路、复位电路、比较和逻辑关断电路采用上述的结构构成短路保护电路PCB,短路保护电路PCB上有三个电源接口、一个RCD积分正接口、一个RCD积分负接口和一个保护关断接口,三个电源接口分别接低压电源提供的+15V、地Vs(0V)和-5V电压接口,RCD积分正接口、RCD积分负接口、保护关断接口分别对应连接下管的开尔文源极、功率源极、驱动脉冲Vgs;示波器获取记录的波形数据为:下管的漏源电流iDS、RCD积分电路的积分电容输出电压Vo、比较和逻辑关断电路中关断MOSFET Mso的栅极电压VGS_MOFF;
下管为待保护的宽禁带半导体SiC MOSFET,上管为额定电流值大于下管额定电流值的SiC MOSFET;
脉冲发生器用于产生上、下管的控制脉冲,该脉冲经过驱动电路产生驱动脉冲Vgs0、Vgs,驱动电路内对应上、下管分别有两个栅极电阻,上、下管各自连接一个栅极电阻Rg0、Rg,Vgs0、Rg0、Vgs和Rg用于控制上、下管的开启与关断。
使用上述的DPT实验平台完成di/dt-RCD检测在FUL故障下的保护测试方法,该测试方法的步骤是:
首先,低压电源供电,使装置的低压部分得以运行;设定脉冲发生器的脉冲和驱动电路的电压,从而使上、下管按设定的脉冲序列开通与关断;
设定高压电源VDC输出300V,负载电感为200uH,按动脉冲发生器的触发按钮,上、下管会按设定的脉冲序列开通与关断,具体来说:
在t1_1到t1_2时间段,下管为开启状态,高压电源、负载电感Lload和下管形成通路,通路流过的通路电流iload开始从零增加,使通路电流iload达到下管的额定电流值,此时间段内下管栅漏电压始终为15V;
在t1_2到t1_3时间段,下管为关闭状态,负载电感Lload上的通路电流iload通过上管的体二极管续流,电流大小基本维持在t1_2时刻的大小,使下管完全关断并在t1_3时刻再开启,此时间段内下管栅漏电压始终为-5V;
在t1_3到t1_4时间段,再次将下管打开,高压电源、负载电感Lload和下管再次形成通路,通路的电流iload从t1_2时的电流大小继续增加;在t1_4时刻,打开上管,这相当于在t1_3时刻下管开启之后突然把下管短路,即模拟了下管发生了FUL短路故障,t1_3到t1_4时间间隔的作用是使下管完全开启后再使上管开启;t1_3到t1_4时间段内下管的栅漏电压为15V,t1_1到t1_4时间段上管的栅漏电压为-5V,t1_4时刻上管的栅漏电压变为15V;
t1_4到t1_5时间段用于进行保护电路测试,在t1_5时刻同时关闭上、下管,测试结束。
与现有技术相比,本发明的有益效果是:
现有的RC积分电路在器件正常开通瞬态之后,寄生电感电压VSs变为零,导致积分电容输出电压Vo通过寄生电感LSs和积分电阻Rf被释放为零,这样就导致了:如果在器件正常开通瞬态之后(但未到关断时刻)的这段时间之内发生了短路(或者叫FUL故障),积分电容输出电压Vo会从零开始增加(因之前的电压释放)导致它所反映的短路电流偏小;这种检测误差会造成后边的比较和逻辑关断无法准确识别短路故障,使器件未能有效的被保护。本发明在其中引用了RCD积分电路,明显减小了di/dt检测在负载短路故障(FUL)情况下存在的检测误差,有效缩短了短路保护时间。
附图说明
图1为di/dt-RC检测保护电路的原理图。
图2为di/dt-RC检测在正常(无故障)、HSF故障和FUL故障三种情况下,漏源电流iDS和积分电容输出电压Vo的波形图,其中(a)为漏源电流iDS与时间的波形图,(b)为积分电容输出电压Vo的负数与时间的波形图。
图3为本发明(di/dt-RCD检测短路保护方法)用于宽禁带半导体SiC MOSFET短路保护的电路原理图。完全按照本图制作的PCB电路板即为提出的短路保护对应的电路板。
图4为本发明提出的di/dt-RCD检测与di/dt-RC检测在HSF故障和FUL故障两种情况下的波形比较,其中,(a)为漏源电流iDS与时间的波形图,(b)为积分电容输出电压Vo的负数与时间的波形图。
图5为本发明(di/dt-RCD检测短路保护方法)结构中的微分电路、积分电路和比较和逻辑关断电路中的比较器的简略图。是为了简化分析,将图3的一部分单独摘出来形成的。
图6集成了di/dt-RCD检测的DPT实验平台。为了验证发明的正确性,搭建的验证实验装置。
图7集成了di/dt-RCD检测的DPT实验平台的对应原理图。
图8用来模拟FUL短路故障的脉冲序列。
图9为本发明的di/dt-RCD检测短路保护方法与di/dt-RC检测短路保护方法进行验证实验的波形对比图。其中(a)为di/dt-RCD检测短路保护方法的实验结果,(b)为di/dt-RC检测短路保护的实验结果。其中栅极电压VGS_MOFF波形指的为关断SiC MOSFET所使用的信号级的关断MOSFET Mso的栅极电压波形。
具体实施方式
下面结合实施例及附图进一步解释本发明,但并不以此作为对本申请保护范围的限定。
本发明用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护结构(参见图3)包括RCD积分电路、复位电路、比较和逻辑关断电路,
为了方便解释以上三部分,将实际SiC MOSFET驱动电路用左上角的驱动脉冲Vgs和栅极电阻Rg组成的简易结构表示。
利用具有开尔文源结构的SiC MOSFET位于开尔文源极与功率源极间的寄生电感LSs作为电流信号的采集传感器。所述RCD积分电路包括积分电容Cf、积分电阻Rf、阻断二极管Dblo、接地电阻Rgro。接地电阻Rgro并联在阻断二极管Dblo两端,阻断二极管Dblo的正极端依次连接积分电阻Rf、积分电容Cf。积分电容Cf的另一端接地Vs,积分电容Cf的接地端连接开尔文源极,阻断二极管Dblo的负极端连接功率源极;RCD积分电路的输出端从积分电容Cf和积分电阻Rf之间引出,分别接入比较和逻辑关断电路、复位电路中;
上述涉及的各元器件的参数如下,其中接地电阻Rgro可在20-50kΩ这个范围选取,优选为30kΩ:
表1
L<sub>Ss</sub> | V<sub>s</sub> | D<sub>blo</sub> | R<sub>gro</sub> | C<sub>f</sub> | R<sub>f</sub> |
3nH | 0V | Lbas70 | 30kΩ | 470pF | 300Ω |
其中寄生电感LSs为SiC MOSFET固有参数,并不是人为设定的。
在SiC MOSFET正常开通瞬态或发生短路时,寄生电感LSs产生一个上正下负的寄生电感电压VSs。根据公式(1)
可知,这个电压与漏源电流iDS大小的微分成比例,比例系数为寄生电感LSs大小。
本发明在寄生电感LSs两端连接RCD积分电路,用来还原出电流本身。当器件正常开通瞬态或者短路时,寄生电感电压VSs产生的电流由寄生电感LSs正端(SiC MOSFET开尔文源极)经过积分电容Cf、积分电阻Rf和阻断二极管Dblo并联接地电阻Rgro最终到达寄生电感LSs的负端(功率源极)。因为这时二极管处于正向导通状态,可将阻断二极管Dblo并联接地电阻Rgro看做为短路状态。综上可知在器件正常开通瞬态或者短路时,RCD积分器的效果与RC积分器相同,做到将寄生电感电压VSs信号积分的作用,积分结果的输出为积分电容输出电压Vo。根据公式:
可知积分电容输出电压Vo与漏源电流iDS成正比,比例系数约为A。因此RCD积分电路做到了将器件正常开通瞬态或者短路时的漏源电流iDS按照比例还原出来的作用。
本发明的RCD积分电路添加了阻断二极管Dblo并联接地电阻Rgro。积分电容输出电压Vo需要通过寄生电感LSs、积分电阻Rf和阻断二极管Dblo并联接地电阻Rgro才能被释放为零。但当积分电容输出电压Vo释放时,阻断二极管Dblo处于阻断状态并且接地电阻Rgro设置为30k欧姆的大电阻。所以积分电容输出电压Vo未被释放。因此在正常开通瞬态之后(但未到关断时刻)的这段时间之内发生短路时,相比于RC积分电路,RCD积分电路中积分电容输出电压Vo会从正常大小开始增加(因之前的电压未被释放)。因此它正确反映出了短路电流的大小,使后边的比较和逻辑关断准确的识别短路故障,使器件能有效的被保护。
本发明中的RCD积分电路添加接地电阻Rgro的原因是避免积分电容Cf后边连接的比较器本身对电容Cf的充电,导致误保护的发生。
所述复位电路的作用是在SiC MOSFET关断时把积分电容输出电压Vo降低到零,起到把电容强制复位的作用。包括比较器U2,比较器U2的正输入端连接在电阻R3和电阻R4的连接处,电阻R3另一端连接-5V电源,电阻R4另一端连接+15V电源;这样起到设定比较器U2动作电压的作用,此处使用的电阻R3为1kΩ,电阻R4为3kΩ,比较器U2动作电压V(comp)为0V即可(比较器U2动作电压V(comp)要保证小于被保护的SiC MOSFET的开启电压)。
比较器U2的负输入端经电阻R5连接到驱动脉冲Vgs与栅极电阻Rg的连接处,同时比较器U2的负输入端经电阻R6接地Vs;比较器U2采用-5V和+15V供电;
比较器U2的输出端经复位电容CRE分别连接复位电阻RRE的一端、复位MOSFET Mreset的栅极,复位电阻RRE的另一端连接到复位MOSFET Mreset的漏极上并接地;复位MOSFET Mreset的源极连接在RCD积分电路的输出上,即积分电容Cf和积分电阻Rf之间。
当驱动脉冲Vgs小于0V(SiC MOSFET关断时)时,比较器U2的负输入端同样小于0V,这时比较器U2输出电位由-5V翻转到+15V,直到驱动脉冲Vgs再次大于0V(SiC MOSFET再次开启时)。复位电容CRE、复位电阻RRE将比较器U2输出的由-5V翻转到+15V的阶跃信号转化为开通时间为复位脉冲时间treset大小的单脉冲信号在复位电阻RRE两端输出。复位脉冲时间treset计算如公式(3)所示
复位电阻RRE连接到复位MOSFET Mreset的栅漏两端,在复位脉冲时间treset时间内复位MOSFET Mreset处于开启状态,因此做到了将积分电容Cf电压降为零的作用。
应当注意的是虽然复位电阻RRE连接到复位MOSFET Mreset的栅漏两端而不是栅源两端,但是也可以开启复位MOSFET Mreset。因为复位MOSFET Mreset的漏源电压最高也只有1-2V,但是在开启时栅漏电压能达到15V,所以栅源电压能达到13-14V,完全可以开启复位MOSFET Mreset。
上述复位电路中各元器件的参数如下:
表2
R<sub>3</sub> | R<sub>4</sub> | R<sub>5</sub> | R<sub>6</sub> | U2 | C<sub>RE</sub> | R<sub>RE</sub> | M<sub>reset</sub> |
1kΩ | 3kΩ | 1kΩ | 1kΩ | THS4631D | 100pF | 250Ω | BSS138P |
比较和逻辑关断电路负责比较RCD积分电路中积分电容输出电压Vo与设定的阈值电压V(th)的大小,之后再进行状态锁存与短路器件关断。具体原理如下:
积分电容输出电压Vo连接到比较器U1的正输入端,比较器U1的负输入端连接到电阻R1和电阻R2的连接点。电阻R1另一端连接到-5V,电阻R2另一端连接到地地Vs(0V)。这样起到设定比较器U1动作电压的作用,此处使用的电阻R1为3.2kΩ,电阻R2为1.8kΩ,所以比较器U1的阈值电压V(th)为-1.8V。在此处,当SiC MOSFET短路电流的大小超过84.6A时,因为RCD积分器的作用,积分电容输出电压Vo降至小于-1.8V,所以比较器U1输出为-5V,比较器U1输出连接到SR锁存器U3的2S’端。又因为SR锁存器U3的2R’连接到地Vs端,所以SR锁存器U3的2Q端输出正并锁存(SR锁存器U3的2Q端输出一直变为正)。SR锁存器U3的2Q端连接电阻R7,电阻R7另一端连接关断MOSFET Mso的栅极,关断MOSFET Mso是一个信号级的小MOSFET,关断MOSFET Mso的源极与SR锁存器U3的GND端都连接到-5V。当SR锁存器U3的2Q端输出正后,代表短路保护被触发,SR锁存器U3的2Q端使关断MOSFET Mso开启。关断MOSFET Mso的漏极连接关断电阻Rso,关断电阻Rso的另一端连接到驱动脉冲Vgs与栅极电阻Rg的连接处。关断MOSFETMso开启后把驱动脉冲Vgs通过关断电阻Rso和关断MOSFET Mso的漏源极与-5V连接。做到了强制将被保护SiC MOSFET的栅极电压由驱动脉冲Vgs电压大小降到接近-5V的大小(因为关断电阻Rso和关断MOSFET Mso的漏源间的导通电阻的分压作用,所以不能完全到达-5V)。这样使处于短路状态的SiC MOSFET关断。从而起到了SiC MOSFET短路保护的作用。
上述比较和逻辑关断电路的元器件参数如下:
表3
R<sub>1</sub> | R<sub>2</sub> | U1 | R<sub>so</sub> | R<sub>7</sub> | M<sub>so</sub> | U3 |
3.2kΩ | 1.8kΩ | ADCMP600 | 100 | 1Ω | LBSS138 | SN74LS279 |
至此,RCD积分电路、复位电路、比较和逻辑关断电路的整体结构及原理解释完成。
本发明用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护方法,RCD积分电路用于精确测量SiC MOSFET的短路漏源电流iDS,进行短路信号的检测,发生短路时,RCD积分电路通过寄生电感LSs捕捉到短路的信息并在积分电容Cf两端输出;当漏源电流iDS大于设定的短路电流动作值时,RCD积分电路输出的电压信号使比较和逻辑关断电路动作(起到关断SiC MOSFET的作用);复位电路在每次SiC MOSFET关断后(无论是短路时的关断还是正常时的关断)负责把RCD积分电路中的积分电容输出电压Vo变为0V。比较和逻辑关断电路负责采集RCD积分电路捕捉到的短路信息,并实现该信息的锁存,最终关断SiC MOSFET。
本发明方法的设计核心是:
从图2可以看出,在FUL故障发生时,RC积分电路出现误差的根本原因是积分电容Cf的电压在时间t2到时间t3的时间段内通过积分电阻Rf和寄生电感LSs被释放。为了解决这个问题,提出了如图3所示的RCD积分电路。它增加了一个阻断二极管Dblo,一个大的接地电阻Rgro和一个复位电路。每个部分的作用将在下面详细说明。
A.阻断二极管
添加的阻断二极管Dblo为该发明的核心,它可以防止在图2中的时间t2之后积分电容输出电压Vo的释放(积分电容Cf放电)。同时,它对正向积分(积分电容Cf充电)基本无影响。图4(b)显示了RC和RCD积分电路的比较。在理想情况下,当在时间t'4发生FUL时,RCD积分电路与RC积分电路相比,因为阻断二极管Dblo的作用,积分电容输出电压Vo提升了Vprom大小(prom是“提升”的英文promote的前四个字母)。达到了在相同的短路电流下,HSF和FUL故障时分别对应的积分电容输出电压Vo的峰值基本相同(VHSF_RCD≈VFUL_RCD)的目的。因此,通过添加阻断二极管Dblo组成的RCD积分电路可以基本补偿RC积分电路的误差。
阻断二极管Dblo需要选择通态压降低,反向恢复电流小,开关速度快的肖特基二极管,并需要根据实际情况设计阻断二极管Dblo的额定正向电流,流入RCD积分电路的电流iRCD_P的峰值可以估算为
其中,VSs_P是电感LSs两端的电压峰值,为了减少二极管正向电压对RC积分的影响,阻断二极管Dblo的额定电流应大于iRCD_P。
因为阻断二极管Dblo的添加,又引起了新的问题。下面的B,C部分为该问题的解释与解决方法。
B.复位电路
阻断二极管Dblo弥补了RC积分电路的误差,同时它会阻断积分电容Cf的放电回路,这会导致在SiC MOSFET关断后(时间t'5时刻及以后)积分电容输出电压Vo不会降低,如图4(b)中无复位标记的现象。这会导致积分电容输出电压Vo的累加,几个开关周期后会导致误保护。
添加复位电路后,当SiC MOSFET关断时,电容的电压被复位电路复位到零。原理是,当栅极驱动脉冲Vgs电压为零时,比较器U2输出一个正电压。正电压通过CR高通滤波器后,将成为控制复位MOSFET Mreset导通的脉冲信号。复位脉冲时间treset由CR高通滤波器确定。
其中,复位电容CRE和复位电阻RRE是CR高通滤波器的电阻和电容。
尽管复位电阻RRE连接到SiC MOSFET开尔文源极(复位MOSFET Mreset的漏极)而不是复位MOSFET Mreset的源极。但是两个源极电压之间的差仅为一到两伏。因此,它不会影响复位MOSFET Mreset的开启。
C.接地电阻
为了在发生短路时实现短路判断功能,积分电容Cf需要连接到比较器U1,如图5所示。在比较器U1的两个输入之间有数百k欧姆的差分电阻Rdif。比较器U1负极端子上的阈值电压V(th)通过积分电容Cf和差分电阻Rdif形成回路电流①。因此,积分电容输出电压Vo会逐渐增加直到等于阈值电压V(th),导致误保护。增加接地电阻Rgro可以形成回路电流②,将积分电容输出电压Vo拉低。
尽管接地电阻Rgro越小,积分电容输出电压Vo越接近0V。但是,如果接地电阻Rgro太小,阻断二极管Dblo将失去作用。接地电阻Rgro折中的选择为30kΩ。
di/dt-RC检测与di/dt-RCD检测短路保护测试实验:
实验测试:
本实验使用双脉冲测试(DPT)电路模拟FUL短路故障,并通过di/dt-RCD检测与di/dt-RC检测分别实现了FUL短路保护。对比验证了di/dt-RCD检测的作用。下面介绍了具体的平台结构、测试方法、关键参数设定和实验结果。
DPT实验平台结构如下:
表4
集成了di/dt-RCD检测的DPT实验平台如图6所示。本实验将对平台的下管模拟FUL故障并保护,该实验平台包括示波器、脉冲发生器、低压电源、负载电感Lload、上管、下管、高压电源、RCD积分电路、复位电路、比较和逻辑关断电路。图7为图6的原理图,表4为两图中各原件的对应关系。其中高压电源VDC向上、下管(上、下SiC MOSFET)组成半桥电路供电,上管并联一个负载电感Lload,下管的开尔文源极和功率源极之间串联寄生电感LSs,RCD积分电路、复位电路、比较和逻辑关断电路按照图3的连接方式构成短路保护电路PCB,短路保护电路PCB上有三个电源接口、一个RCD积分正接口、一个RCD积分负接口和一个保护关断接口,其中三个电源接口分别接低压电源提供的+15V、0V和-5V电压,另外RCD积分正接口①、RCD积分负接口②、保护关断接口③分别对应连接下管的开尔文源极、功率源极、驱动脉冲Vgs;示波器未在图7中标出,其记录的波形数据为:下管的漏源电流iDS、RCD积分电路的积分电容输出电压Vo、比较和逻辑关断电路中关断MOSFET Mso的栅极电压VGS_MOFF;
下管为待保护的宽禁带半导体SiC MOSFET,上管为额定电流值大于下管额定电流值的SiC MOSFET;
脉冲发生器用于产生上、下管的控制脉冲(可用DSP、脉冲发生模拟电路等装置实现脉冲发生器功能),该脉冲经过驱动电路产生驱动脉冲Vgs0、Vgs。驱动电路内对应上、下管分别有一个栅极电阻,上、下管各自连接一个栅极电阻Rg0、Rg。图7将图6中的脉冲发生器和驱动电路简化为Vgs0、Rg0、Vgs和Rg用于表示控制上、下管的开启与关断。驱动电路的具体结构为现有成熟技术,在此不再赘述。
本实验模拟了下管(指的被保护的SiC MOSFET)的FUL故障,并完成了di/dt-RCD检测的性能测试,测试方法和关键参数设定如下:
首先,低压电源供电,使装置的低压电路部分(驱动和短路保护电路PCB两部分)得以运行。按照图8的脉冲序列设定图6中脉冲发生器的脉冲和驱动电路的电压,从而使图6中的上、下管按图8的脉冲序列开通与关断。在图8中,脉冲的时间间隔按照表5所示设定,脉冲的电压按照图8所示设定。
表5
t<sub>1_1</sub>-t<sub>1_2</sub> | t<sub>1_2</sub>-t<sub>1_3</sub> | t<sub>1_3</sub>-t<sub>1_4</sub> | t<sub>1_4</sub>-t<sub>1_5</sub> |
20us | 5us | 1us | 2us |
需要注意在实验中的时间间隔无法与表5完全准确一致,但该实验误差不会影响短路保护的测试结果。
设定图6中高压电源VDC输出300V,负载电感为200uH。按动脉冲发生器的触发按钮,上、下管会按图8的脉冲序列开通与关断。具体来说:
在t1_1到t1_2时间段,下管为开启状态,高压电源、负载电感Lload和下管形成通路。通路流过的电流iload开始从零增加,使通路电流iload达到下管的额定电流值,t1_1-t1_2时长设定约为20us。
这在t1_2到t1_3时段,下管为关闭状态,负载电感Lload上的通路电流iload通过上管的体二极管续流,电流大小基本维持在t1_2时刻的大小。t1_2到t1_3时间间隔的作用是使下管完全关断后再开启,因此t1_2-t1_3时间间隔大于1us即可。
在t1_3时刻,再次将下管打开,高压电源、负载电感Lload和下管再次形成通路,通路的电流iload从t1_2时的电流大小继续增加。在t1_4时刻,打开上管,这相当于在下管开启(t1_3时刻)之后突然把下管短路,即模拟了下管发生了FUL短路故障。t1_3到t1_4时间间隔的作用是使下管完全开启后再使上管开启,因此t1_3到t1_4时间间隔大于1us即可。
选取的上管的额定电流值应大于下管额定电流值,并且上管开通足够快,因此此处选用了额定电流更大的SiC MOSFET作为上管。为了避免短路保护电路不起作用造成对SiC MOSFET的损害,在t1_5时刻同时关闭了上、下管。t1_4到t1_5时间间隔设定为2us,这样既能验证保护电路的作用,又能确保器件不受损害。
除上述实验方法外,还有一些参数和计算结果。首先,在短路保护电路PCB中的所有器件参数已在表1、表2、表3中列出。其次,用于短路测试的SiC MOSFET的额定工作电流为30A。最后,根据公式(2),积分电容输出电压Vo与漏源电流iDS的比例系数A为1/47,此处设置的比较器U1阈值电压V(th)设置为-1.8V,对应的阈值电流为84.6A(1.8*47)。
使用上述DPT实验平台完成di/dt-RCD检测在FUL故障下的保护测试后还需进行di/dt-RC检测在FUL故障下的保护测试作为对比验证。
实现方法为:在上述DPT实验平台的基础上,将DPT实验平台中的RCD电路的阻断二极管Dblo(Dblo具***置见图3)的两端短接即可。因为复位电路不会影响di/dt-RC检测的保护效果,所以未将复位电路去除。
示波器记录的波形和试验方法与di/dt-RCD检测相同。
实验结果:
FUL情况下的短路保护实验结果如图9所示,其中(a)和(b)分别是所提出的di/dt-RCD检测和di/dt-RC检测的实验结果。为了方便观察,图9的波形只截取了第二个脉冲的(图8中t1_3到t1_5时段)的波形,并将其细分为t1、t2、t3、t4、t5和t6这六个时间节点。
在图9中:时间t1-t2是DPT中第二个脉冲的上升过程(SiC MOSFET开启)。在t3时刻(对应图8中t1_4时刻),DPT实验平台的上管开通,模拟出了FUL故障。在t4时刻,积分电容输出电压Vo达到短路保护设定的阈值电压V(th)。在实验中,短路保护的阈值电压V(th)为-1.8V。根据公式(2),-1.8V对应的阈值电流为84.6A(1.8*47)。t5时刻是关断MOSFET MSO(短路保护中控制SiC MOSFET关断的信号级MOSFET)的栅极电压VGS_MOFF开始上升的时刻。时间t4到t5约为16ns,这是逻辑延迟时间。在t6时,关断MOSFET MSO已打开,然后SiC MOSFET关闭了。二者保护效果数据见表6。
表6 RC与RCD积分电路保护效果对比
积分电路 | 理论阈值电流 | 实际阈值电流 | 检测误差 | 短路极限电流 | 总保护时间 |
RC | 84.6A | 128A | 51.3% | 150A | 110ns |
RCD | 84.6A | 90A | 6.4% | 132A | 60ns |
可以看出,与RC积分电路相比,所提出的RCD积分电路在FUL故障的情况下可将检测误差降低44.9%,将保护时间(图9中t3-t6)降低50ns。
此外,应注意的是,为了使di/dt-RC检测能够实现短路保护功能,在整个实验(包括di/dt-RC检测与di/dt-RCD检测短路保护测试实验)过程中设置的阈值电流略小于额定电流的三倍。但是发明的di/dt-RCD检测(因具有较小检测误差)可以把短路保护的阈值电流设置为额定电流的四倍。较大的阈值电流最大程度的降低了SiC MOSFET开关瞬态因漏源电流iDS振荡造成误保护的风险。
本发明未述及之处适用于现有技术。
Claims (10)
1.一种用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护结构,包括比较和逻辑关断电路,其特征在于,该结构还包括RCD积分电路、复位电路,
所述RCD积分电路包括积分电容Cf、积分电阻Rf、阻断二极管Dblo、接地电阻Rgro,接地电阻Rgro并联在阻断二极管Dblo两端,阻断二极管Dblo的正极端依次连接积分电阻Rf、积分电容Cf;积分电容Cf的另一端接地Vs,积分电容Cf的接地端连接SiC MOSFET的开尔文源极,阻断二极管Dblo的负极端连接SiC MOSFET的功率源极;RCD积分电路的输出端从积分电容Cf和积分电阻Rf之间引出,分别接入比较和逻辑关断电路、复位电路中;
所述复位电路的作用是在SiC MOSFET关断时把积分电容输出电压Vo降低到零,起到把积分电容强制复位的作用。
2.根据权利要求1所述的短路保护结构,其特征在于,所述接地电阻Rgro为20-50kΩ,阻断二极管Dblo为通态压降低、反向恢复电流小、且开关速度快的肖特基二极管,优选接地电阻Rgro为30kΩ。
3.根据权利要求1所述的短路保护结构,其特征在于,所述复位电路包括比较器U2,比较器U2的正输入端连接在电阻R3和电阻R4的连接处,电阻R3另一端连接-5V电源,电阻R4另一端连接+15V电源;比较器U2的动作电压V(comp)要保证小于被保护的SiC MOSFET的开启电压;比较器U2的负输入端经电阻R5连接到驱动脉冲Vgs与栅极电阻Rg的连接处,同时比较器U2的负输入端经电阻R6接地Vs;比较器U2采用-5V和+15V供电;
比较器U2的输出端经复位电容CRE分别连接复位电阻RRE的一端、复位MOSFET Mreset的栅极,复位电阻RRE的另一端连接到复位MOSFET Mreset的漏极上并接地Vs;复位MOSFET Mreset的源极连接在RCD积分电路的输出上,即积分电容Cf和积分电阻Rf之间。
4.根据权利要求3所述的短路保护结构,其特征在于,电阻R3为1kΩ,电阻R4为3kΩ,比较器U2动作电压V(comp)为0V,CRE为100pF,RRE为250Ω。
5.根据权利要求1所述的短路保护结构,其特征在于,所述比较和逻辑关断电路的电路构成是:积分电容输出电压Vo连接到比较器U1的正输入端,比较器U1的负输入端连接到电阻R1和电阻R2的连接点;电阻R1另一端连接到-5V,电阻R2另一端连接到地Vs(0V);
比较器U1输出连接到SR锁存器U3的2S’端,SR锁存器U3的2R’端连接到地Vs端;SR锁存器U3的2Q端连接电阻R7,电阻R7另一端连接关断MOSFET Mso的栅极,关断MOSFET Mso是一个信号级的小MOSFET,关断MOSFET Mso的源极与SR锁存器U3的GND端都连接到-5V;当SR锁存器U3的2Q端输出正后,代表短路保护被触发,SR锁存器U3的2Q端使关断MOSFET Mso开启;关断MOSFET Mso的漏极连接关断电阻Rso,关断电阻Rso的另一端连接到驱动脉冲Vgs与栅极电阻Rg的连接处;关断MOSFET Mso开启后把驱动脉冲Vgs通过关断电阻Rso和关断MOSFET Mso的漏源极与-5V连接。
6.根据权利要求5所述的短路保护结构,其特征在于,电阻R1为3.2kΩ,电阻R2为1.8kΩ,比较器U1的阈值电压V(th)为-1.8V。
7.一种用于宽禁带半导体SiC MOSFET的短路保护方法,该方法采用权利要求1-6任一所述的短路保护结构,其特征在于,RCD积分电路用于精确测量SiC MOSFET的短路漏源电流iDS,当漏源电流iDS大于设定的短路电流动作值时,RCD积分电路输出的电压信号使比较和逻辑关断电路动作,起到关断SiC MOSFET的作用;无论是短路时的关断还是正常时的关断,复位电路在每次SiC MOSFET关断后负责把RCD积分电路中的积分电容输出电压Vo变为0V。
8.根据权利要求7所述的短路保护方法,其特征在于,
在器件正常开通瞬态或者短路时,RCD积分电路起到将寄生电感电压VSs信号积分的作用,积分结果的输出为积分电容输出电压Vo;
在被保护的SiC MOSFET正常开通瞬态之后,但未到关断时刻的这段时间之内,当积分电容输出电压Vo释放时,阻断二极管Dblo处于阻断状态并且接地电阻Rgro设置为大电阻,所以积分电容输出电压Vo无法释放;若该时间段发生短路,积分电容输出电压Vo会从正常大小开始增加,能反映出正常的短路电流大小,使后边的比较和逻辑关断准确的识别短路故障,从而使器件能有效的被保护;
比较和逻辑关断电路中的比较器U1负极端子上的阈值电压V(th)通过接地电阻Rgro和差分电阻Rdif形成回路电流,防止积分电容Cf被V(th)误充电,而导致输出电压Vo误升高情况的发生;
当驱动脉冲Vgs小于0V时,SiC MOSFET关断,复位电路中的比较器U2的负输入端同样小于0V,这时比较器U2输出电位由-5V翻转到+15V,直到驱动脉冲Vgs再次大于0V,SiC MOSFET再次开启时;复位电路中的复位电容CRE、复位电阻RRE将比较器U2输出的由-5V翻转到+15V的阶跃信号转化为开通时间为复位脉冲时间treset大小的单脉冲信号在复位电阻RRE两端输出,复位脉冲时间treset按照公式(3)计算得到;
复位电阻RRE连接到复位MOSFET Mreset的栅漏两端,在复位脉冲时间treset时间内复位MOSFET Mreset处于开启状态,起到将积分电容电压Vo强制降为零的作用。
9.一种集成di/dt-RCD检测的双脉冲实验(DPT)平台,包括示波器、脉冲发生器、低压电源、负载电感Lload、高压电源,该实验平台还包括上管、下管、RCD积分电路、复位电路、比较和逻辑关断电路、驱动电路和上、下管组成的半桥电路;高压电源VDC向半桥电路供电,上管并联一个负载电感Lload,下管的开尔文源极和功率源极之间串联寄生电感LSs,RCD积分电路、复位电路、比较和逻辑关断电路采用权利要求1-6任一所述的结构构成短路保护电路PCB,短路保护电路PCB上有三个电源接口、一个RCD积分正接口、一个RCD积分负接口和一个保护关断接口,三个电源接口分别接低压电源提供的+15V、0V和-5V电压接口,RCD积分正接口、RCD积分负接口、保护关断接口分别对应连接下管的开尔文源极、功率源极、驱动脉冲Vgs;示波器获取记录的波形数据为:下管的漏源电流iDS、RCD积分电路的积分电容输出电压Vo、比较和逻辑关断电路中关断MOSFET Mso的栅极电压VGS_MOFF;
下管为待保护的宽禁带半导体SiC MOSFET,上管为额定电流值大于下管额定电流值的SiC MOSFET;
脉冲发生器用于产生上、下管的控制脉冲,该脉冲经过驱动电路产生驱动脉冲Vgs0、Vgs,驱动电路内对应上、下管分别有一个栅极电阻,上、下管各自连接一个栅极电阻Rg0、Rg,Vgs0、Rg0、Vgs和Rg用于控制上、下管的开启与关断。
10.使用权利要求9所述的DPT实验平台完成di/dt-RCD检测在FUL故障下的保护测试方法,该测试方法的步骤是:
首先,低压电源供电,使装置的低压部分得以运行;设定脉冲发生器的脉冲和驱动电路的电压,从而使上、下管按设定的脉冲序列开通与关断;
设定高压电源VDC输出300V,负载电感为200uH,按动脉冲发生器的触发按钮,上、下管会按设定的脉冲序列开通与关断,具体来说:
在t1_1到t1_2时间段,下管为开启状态,高压电源、负载电感Lload和下管形成通路,通路流过的通路电流iload开始从零增加,使通路电流iload达到下管的额定电流值,此时间段内下管栅漏电压始终为15V;
在t1_2到t1_3时间段,下管为关闭状态,负载电感Lload上的通路电流iload通过上管的体二极管续流,电流大小基本维持在t1_2时刻的大小,使下管完全关断并在t1_3时刻再开启,此时间段内下管栅漏电压始终为-5V;
在t1_3到t1_4时间段,再次将下管打开并保持开启状态,高压电源、负载电感Lload和下管再次形成通路,通路的电流iload从t1_2时的电流大小继续增加;在t1_4时刻,打开上管,并且下管继续保持开启状态,这相当于在t1_3时刻下管开启之后突然把下管短路,即模拟了下管发生了FUL短路故障,t1_3到t1_4时间间隔的作用是使下管完全开启后再使上管开启;t1_3到t1_4时间段内下管的栅漏电压为15V,t1_1到t1_4时间段上管的栅漏电压为-5V,t1_4时刻下管的栅漏电压保持15V并且上管的栅漏电压变为15V;
t1_4到t1_5时间段用于进行保护电路测试,在t1_5时刻同时关闭上、下管,测试结束。
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Legal Events
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PB01 | Publication | ||
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SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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GR01 | Patent grant | ||
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