CN111530722A - 超声波换能器、定向声波驱鸟***及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及声波控制领域，公开了超声波换能器、定向声波驱鸟***及方法，一种超声波换能器，包括由PVDF膜制成的压电晶片，PVDF膜的截面为波浪形。本发明可实现定向驱鸟目的，通过波浪形的PVDF膜加强传播过程中波形的叠加，避免声波在传播过程中难以加强，可更为有利定向驱鸟。
Description
技术领域
本发明涉及声波控制领域，具体是指超声波换能器、定向声波驱鸟***及方法。
背景技术
民航机场鸟击事件频发，事故征候比例增大影响民航运输安全。中国由于鸟击原因造成的事故征候已占事故征候总数的1/3，在美国由于鸟击造成的经济损失高达每年6亿美元。自1988年以来，由于鸟击引起的坠机事故已经造成超过190人死亡。因此，建设一套科学、高效的驱鸟***对机场驱散鸟群、鸟情防范、预防鸟击具有重大意义。驱鸟***集成了定向声波驱鸟设备和设备管理***，实现了机场对鸟群的有效驱赶和集中防控等功能。
但是，现有定向声波驱鸟设备中常采用音频放大电路对音频信号进行功率放大来有效消除声音失真或使低频信号与载波信号的幅度之比(即调制比m)要足够小来保证较小的失真率。
前者的音频放大电路在实际使用中存在放大电路和扬声器的频率响应问题，即必须保证放大电路对所有频率的信号都有相同的放大性能(放大倍数)，也必须保证扬声器对所有频率的信号都有相同的响应性能，这在实际设计中是难以实现的。单就放大电路而言，在音频范围内保证放大电路对所有频率的信号都有基本相同的放大性能并不困难，但是要保证扬声器对所有音频的信号都有相同的响应性能则几乎不可能，因为扬声器并不是简单的纯阻性负载，而是由线圈和永磁体复合组成的，具有电阻性，电感性(线圈)以及能够感生电动势的特性(线圈切割磁力线)，因此具有很复杂的频率响应特性。同时，不同结构、不同大小的扬声器的频率响应特性也是不同的。因此，采用音频放大电路对音频信号进行功率放大来消除失真或保证较小的失真是不便于实现的。
后者采用使低频信号与载波信号的幅度之比(即调制比m)要足够小来保证较小的失真率在实际应用中还需要考虑信号频带范围的大小，但是现有的定向声波发射器并未给出信号频带范围对失真的影响，从而不利于避免声音的失真。
而且现有定向声波驱鸟设备中的D类数字大功率多路音频放大器在输出MOSFET可能是完全启动(饱和)或完全关闭(切断)的，其效果在于减小晶体管的功耗，并增加放大器的效率。不幸的是，开关时间和非交换时间中总会有损失(开关损耗和传导损失)，不利于更加有效的增大放大器的效率。
并且现有定向声波驱鸟设备中的超声波换能器是采用压电晶体或压电陶瓷作为机械振动介质的，其用压电晶体或压电陶瓷作为机械振动介质的超声波换能器结构复杂、稳定度不高，同时其声抗组和空气较为不接近，不能很好的与空气介质配合，不利于用超声波换能器对超声波向空气中辐射。
同时现有的定向声波驱鸟设备释放出的声波束难以在指定方向上得到加强，从而不能有效对特定方向上的鸟群用加权后的超声波进行驱散。
因此我们迫切需要一种能够有利于定向驱鸟的超声波换能器、定向声波驱鸟***及方法。
发明内容
针对现有技术中存在的上述技术问题，本发明提出了超声波换能器、定向声波驱鸟***及方法，本发明可实现定向驱鸟目的，通过波浪形的PVDF膜加强传播过程中波形的叠加，避免声波在传播过程中难以加强，避免声波在传播过程中难以加强，可更为有利定向驱鸟。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种超声波换能器，包括由PVDF膜制成的压电晶片，PVDF膜的截面为波浪形。
在本发明中，压电晶片用于发射和接收超声波，压电晶片由PVDF膜制成，且PVDF膜的截面为波浪形，有利于使PVDF膜峰谷处的波形在传播中互相叠加，又由于PVDF膜的相邻波峰波谷的交线上，由于激励引起的力和位移大小相等方向相反，故位置不动而只允许转动，交线变成为虚拟轴线，形成虚拟边界，即可不用使用夹片对PVDF膜进行固定，实现定向驱鸟的目的。本发明可实现定向驱鸟目的，通过波浪形的PVDF膜加强传播过程中波形的叠加，避免声波在传播过程中难以加强，可更为有利定向驱鸟。
作为一种优选的方式，还包括壳体、两根电极线和接地线，壳体一端设有保护膜，壳体内压电晶片与保护膜紧贴，壳体内设有吸收块，两根电极线分别接在压电晶片的上端面和下端面并穿过吸收块伸出壳体外，壳体内与压电晶片上端面连接的电极线上耦合连接有匹配电感，壳体和接地线连接。
作为一种优选的方式，压电晶片的PVDF膜的相邻波峰波谷的峰谷高度差h≈λ/2，其中λ为传声介质中超声波的波长。
一种定向声波驱鸟***，根据如权利要求1～3中任一所述的一种超声波换能器，包括：
低通滤波器，接收从音源输出的音频信号并滤除高频噪声后产生模拟信号；
A/D转换器，接收低通滤波器输出的模拟信号并经过A/D信号采样后输出频谱受限的数字音频受限信号；
信号处理器，接收A/D转换器输出频谱受限的数字音频受限信号并经过信号处理后输出时间延迟和信号加权的PCM音频数据流；
D类功率放大器，接收信号处理器输出的PCM音频数据流并经过信号处理后输出放大的音频信号；
定向声波驱鸟器，定向声波驱鸟器内的发声单元为超声波换能器，超声波换能器为权利要求1～3中任一所述的超声波换能器，多个定向声波驱鸟器在飞机跑道四周呈矩形式阵列排布，接收D类功率放大器输出的放大的音频信号并向鸟群方向释放具有指向性的声波束。
在本发明中，音源输出音频信号，低通滤波器接收音频信号并对音频信号滤除高频噪音后输出模拟信号，A/D转换器接收来自低通滤波器模拟信号，并将模拟信号经过A/D信号采样后输出频谱受限的数字音频受限信号，信号处理器接收来自A/D转换器输出的频谱受限的数字音频受限信号并对其进行信号处理后输出时间延迟和信号加权的PCM音频数据流， D类功率放大器接收来自信号处理器输出时间延迟和信号加权的的PCM音频数据流后经过信号处理输出放大的音频信号，定向声波驱鸟器接收放大的音频信号后向驱散区域辐射定向的超声波，且多个定向声波驱鸟器在飞机跑道四周呈矩形式阵列排布，根据鸟群方向，最后从定向声波驱鸟器输出的声波束中进行求和得到一条具有指向性的声波束，实现对特定方向输出具有指向性声波束的目的。本发明可实现对特定方向输出指向性声波束目的，对输入定向声波驱鸟器放大的音频信号进行时间延迟和加权，再从定向声波驱鸟器输出的声波束中求和得到一个指向性的声波束，有利于对鸟群进行驱赶。
作为一种优选的方式，还包括用于控制低通滤波器、A/D转换器、信号处理器和D类功率放大器之间运行的***核心服务器，***核心服务器上设有与其电连接的***管理基础平台。
作为一种优选的方式，还包括移动终端、机场网络和防火墙，***核心服务器上设有与其电连接的交换机，***管理基础平台与交换机电连接，机场网络访问防火墙后通过交换机与***核心服务器连接，移动终端与机场网络无线连接。
作为一种优选的方式，信号处理器包括需要一个无限带宽的理想算法模块、可物理实现的近似算法模块、在调制系数下，对近似算法模块得出波形振幅时间函数相对于理想算法模块得出的波形振幅时间函数进行误差分析的关系分析模块和能够使PCM音频数据流时间延迟与信号加权的控制模块，
无限带宽的理想算法模块为频谱受限的数字音频受限信号与波形振幅时间函数的关系符合下式：
y(t)为波形振幅时间函数，f(t)为频谱受限的数字音频受限信号，ωc为角频率(ωc＝2π*f)，t为时间，f为频率，，m为调制系数；
近似算法模块(232)为频谱受限的数字音频受限信号与波形振幅时间函数的关系符合下式：
P1(t)为波形振幅时间函数，f(t)为频谱受限的数字音频受限信号，ωc为角频率(ωc＝2π*f)，t为时间，f为频率，m为调制系数；
关系分析模块为近似算法模块取得的n阶波形振幅时间函数在调制系数m变量下的相对误差分析符合下式：
其中：μ(m)为在调制系数m变量下近似算法模块的波形振幅时间函数相对于理想算法模块的波形振幅时间函数的误差函数，P1(t)为近似算法模块取得的波形振幅函数，y(t)为理想算法模块取得的波形振幅函数；
控制模块为PCM音频数据流在进入D类功率放大器之前与第i超声波换能器的信号权值、第i超声波换能器的时间延迟和音频信号这三个变量的函数关系符合下式：
其中：Wi是第i超声波换能器的信号权值；τi是第i超声波换能器的时间延迟；χ(t)是音源输出的音频信号,b(t)是输出的声波束。
作为一种优选的方式，D类功率放大器包括用于将PCM音频数据流转换为PWM数据流的等比特数字处理器、常规晶体输出管和LC低通滤波器，所述等比特数字处理器的PWM数据流产生的宽度可变的脉冲串控制常规晶体输出管的导通与不导通，所述LC低通滤波器接收脉冲串并进行平滑处理恢复声音波形后输出放大的音频信号。
作为一种优选的方式，超声波换能器的相对于地面的发射夹角为±15°。
一种定向声波驱鸟方法，根据如权利要求4～9中任一所述的一种定向声波驱鸟***，包括以下步骤：
步骤1：低通滤波器对音源输出的音频信号滤除高频噪声后得到模拟信号；
步骤2：A/D转换器接收低频滤波器传输的模拟信号，并对模拟信号采样保持，采样结束后进入保持时间，在保持时间内将采样的模拟信号转化并编码为频谱受限的数字音频受限信号；
步骤3：信号处理器接收A/D转换器传输的频谱受限的数字音频信号，用需要一个无限带宽的理想算法模块计算频谱受限的数字音频信号的波形振幅函数，用近似算法模块计算频谱受限的数字音频信号的n阶波形振幅函数，用关系分析模块分析近似算法模块得出关于频谱受限的数字音频信号的n阶波形振幅时间函数与调制系数m和相对误差的关系，对n 阶波形振幅时间函数选定阶数和调制系数m，从而输出PCM音频数据流，再用信号处理器上的
公式对PCM音频数据流进行时间延迟和信号加权处理，输出时间延迟和加权处理后的PCM音频数据流。
步骤4：D类功率放大器接收信号处理器输出时间延迟和加权处理后的PCM音频数据流，用D类功率放大器上的等比特数字处理器将PCM音频数据流转换为PWM数据流形成宽度可变的脉冲穿，再用PWM数据流控制D类功率放大器上常规晶体输出管的导通与不导通，D类功率放大器上的LC低通滤波器接收脉冲串并对其进行平滑处理恢复声音波形后输出放大的音频信号；
步骤5：根据鸟群方向，呈矩形式阵列的定向声波驱鸟器接收来自D类功率放大器输出放大的音频信号后，对多个定向声波驱鸟器输出的声波束求和，得到一个鸟群方向上输出指向性的声波束。
在本发明中，在探测到鸟群存在时，音源输出音频信号，低通滤波器接收音频信号并对其滤除高频噪声后输出模拟信号，A/D转换器接收模拟信号并对模拟信号采样保持将模拟信号转化并编码为频谱受限的数字音频信号，信号处理器接收A/D转换器传输的频谱受限的数字音频信号，因为无限带宽在现实生活中是不存在的，即理想算法模块计算得到的波形振幅函数为一个理想曲线，用近似算法模块计算频谱受限的数字音频信号的1阶、2阶、 3阶...n阶的波形振幅函数得到的n个近似曲线，用关系分析模块分析近似算法模块得出关于频谱受限的数字音频信号的n阶波形振幅时间函数与理想算法模块得到的波形振幅时间函数在调制系数m变量下的相对误差，从而可以得到波形振幅时间函数的阶数越高、调制系数越小、相对误差值就越小，从上述计算、分析中可以选定误差值小的波形振幅时间函数阶数和调制系数m确定的PCM音频数据流，使输出的PCM音频数据流因误差值小得到微弱的声音失真、保持信号均衡，再用
公式对PCM音频数据流进行时间延迟和信号加权处理，D类功率放大器接收信号处理器输出的时间延迟和加权处理的PCM音频数据流，D类功率放大器上的等比特数字处理器将PCM音频数据流转换为PWM数据流，采用PWM后，PCM音频数据流便成为一系列的用“0”和“1”表示的宽度可变的脉冲串，脉冲的宽度越宽，信号的幅度就越大。将这些PWM数据流去推功率放大器的常规晶体输出管，由于受到PWM数据流的作用，常规晶体输出管将迅速地时而饱和导通工作，时而截止不工作。常规晶体管导通工作时间越长，信号幅度便越大，于是常规晶体输出管为扬声器提供的电流也时而因管子导通而有电流流过，时而因管子截止而没有电流流过，音频信息便包含在这些接通、断开的周期过程中，脉冲串在由常规晶体管放大后，便由LC低通滤波器进行平滑处理，从而恢复为原有的声音波形，输出放大的音频信号。开关驱动的两路输出电压在没有信号输入时几乎是同相，这时加在LC低通滤波器上的电压就几乎为0，由于两路同相输出，加载到LC低通滤波器的电压近似为0，此时负载电流极小，从而静态功耗很小。也就是说在零信号输入时两路PWM同相，并且占空比都为50％。但是当有信号输入时，则两路PWM的占空比就会随着变化，如果有一路输出脉冲的占空比变大的话，另一路输出脉冲的占空比一定变小，也就是这两路PWM是“反宽度”的，这两路信号称为双路反宽度信号。采用“反宽度”的PWM作为D类放大器的BTL电路驱动信号其最大的好处是，抑制了零信号输入时静态损耗，进一步提高了放大器的效率。根据鸟群方向，通过飞机跑道四周的定向声波驱鸟器输出声波束，声波束由于在信号处理器处经过时间延迟和加权处理，声波束在空气中的非线***互作用使多个定向声波驱鸟器输出声波束在鸟群方向叠加形成一个高指向性的声波束，实现对鸟群进行定向声波驱赶，实现用声音失真微弱、信号稳定和音频信号放大效率高的定向声波高效驱赶鸟群的目的。本发明可实现用声音失真微弱、信号稳定和音频信号放大效率高的定向声波高效驱赶鸟群群目的，用信号处理器计算得到误差值小的波形振幅时间函数阶数和调制系数m确定经过时间延迟和加权的PCM音频数据流、“反宽度”的PWM作为D类功率放大器的BTL电路驱动信号和将放大的音频信号传递给矩形式阵列的定向声波驱鸟器，避免了定向声波驱鸟***因声音失真、信号不稳定、声音小、指向性不高而导致驱鸟效果不佳，即可高效驱赶鸟群。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明可实现定向驱鸟目的，通过波浪形的PVDF膜加强传播过程中波形的叠加，避免声波在传播过程中难以加强，避免声波在传播过程中难以加强，可更为有利定向驱鸟
(2)本发明可实现对特定方向输出指向性声波束目的，对输入D类功率放大器的PCM 音频数据流进行时间延迟和信号加权，使飞机跑道四周的定向声波驱鸟器输出声波束的时间和强度不同，多个定向声波驱鸟器输出的声波束中求和得到一个指向性的声波束，有利于对鸟群进行驱赶。
(3)本发明可实现用声音失真微弱、信号稳定和音频信号放大效率高的定向声波高效驱赶鸟群群目的，用信号处理器计算得到误差值小的波形振幅时间函数确定信号频带和调制系数m的PCM音频数据流、“反宽度”的PWM作为D类功率放大器的BTL电路驱动信号和将时间延迟和加权放大的音频信号传递给矩形式阵列的超声波换能器相互配合，避免了定向声波因声音失真、信号不稳定、声音小、指向性不高而导致驱鸟效果不佳，即可高效驱赶鸟群；
附图说明
图1为本发明的设备***示意图。
图2为本发明的驱鸟***整体架构图。
图3为近似算法与理想算法曲线的波形振幅时间函数对比图。
图4为n阶波形振幅时间函数与调制系数m和相对误差的关系图。
图5为信号处理器的和算法有关模块的示意图。
图6为音频信号进入定向声波驱鸟器阵列的示意图。
图7为D类功率放大器的信号传播流程图。
图8为定向声波驱鸟器在跑道处的结构示意图。
图9为超声波换能器的结构示意图。
图10为PVDF膜的凹凸结构示意图。
其中，1超声波换能器，110壳体，120电极线，130接地线，140保护膜，150压电晶片，160吸收块，170匹配电感，2***核心服务器，210低通滤波器，220A/D转换器，230 信号处理器，231理想算法模块，232近似算法模块，233关系分析模块，234控制模块， 240D类功率放大器，241等比特数字处理器，242常规晶体输出管，243LC低通滤波器，3 定向声波驱鸟器，4***管理基础平台，5移动终端，6机场网络，7防火墙，8交换机。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步的说明。本发明的实施方式包括但不限于下列实施例。
实施例1：
参见图9和图10，一种超声波换能器，包括由PVDF膜制成的压电晶片150，所述PVDF膜的截面为波浪形。。
在本实例中，压电晶片150用于发射和接收超声波，压电晶片150由PVDF膜制成，且PVDF膜的截面为波浪形，有利于使PVDF膜峰谷处的波形在传播中互相叠加，在PVDF膜的相邻波峰波谷的交线上，由于激励引起的力和位移大小相等方向相反，故位置不动而只允许转动，交线变成为虚拟轴线，形成虚拟边界，即可不用使用夹片对PVDF膜进行固定，实现定向驱鸟的目的。本发明可实现定向驱鸟目的，通过波浪形的PVDF膜加强传播过程中波形的叠加，避免声波在传播过程中难以加强，可更为有利定向驱鸟。
参见图9和图10，作为一种优选的方式，还包括壳体110、两根电极线120和接地线130，壳体110一端设有保护膜140，壳体110内压电晶片150与保护膜140紧贴，壳体110 内设有吸收块160，两根电极线130分别接在压电晶片150的上端面和下端面并穿过吸收块 160伸出壳体110外，壳体110内与压电晶片150上端面连接的电极线120上耦合连接有匹配电感170，壳体110和接地线连接130。
使电极线120和用于输入超声波的电线电连接，使壳体110上的接地线130接地，和电极线120耦合连接的匹配电感170可有效滤除开关型电源输出方波存在的高次谐波成分，音频信号经过匹配电感170传输给压电晶片150，压电晶片150用于发射和接收超声波，保护膜140用于保护压电晶片150，吸收块160用于抑制不需要的震动和吸收杂散回拨，即可实现超声波换能器发声。
参见图9，作为一种优选的方式，压电晶片150的PVDF膜的相邻波峰波谷的峰谷高度差h≈λ/2，其中λ为传声介质中超声波的波长，通过h≈λ/2，即可实现PVDF膜峰谷处产生的波形会在传播中互相叠加而加强。
压电晶片150谐振频率的计算公式为：
其中，f0为谐波频率，Y为PVDF膜(含镀银层)的平均杨氏模量，ρ为平均密度，R 为曲率半径。
通过上述压电晶片150谐振频率的计算公式可知，即可得到PVDF膜截面为波浪形的曲率半径和谐波频率的关系，从而得出最优的曲率半径。
实施例2：
参见图1、图6和图8，一种定向声波驱鸟***，根据如权利要求1～3中任一所述的一种超声波换能器1，包括：
低通滤波器210，接收从音源输出的音频信号并滤除高频噪声后产生模拟信号；
A/D转换器220，接收低通滤波器210输出的模拟信号并经过A/D信号采样后输出频谱受限的数字音频受限信号；
信号处理器230，接收A/D转换器220输出频谱受限的数字音频受限信号并经过信号处理后输出时间延迟和信号加权的PCM音频数据流；
D类功率放大器240，接收信号处理器230输出的PCM音频数据流并经过信号处理后输出放大的音频信号；
定向声波驱鸟器3，定向声波驱鸟器3内的发声单元为超声波换能器1，超声波换能器 1为权利要求1～3中任一所述的超声波换能器，多个定向声波驱鸟器3在飞机跑道四周呈矩形式阵列排布，接收D类功率放大器240输出的放大的音频信号并向鸟群方向释放具有指向性的声波束。
在本实例中，音源输出音频信号，低通滤波器210接收音频信号并对音频信号滤除高频噪音后输出模拟信号，A/D转换器220接收来自低通滤波器210模拟信号，并将模拟信号经过A/D信号采样后输出频谱受限的数字音频受限信号，信号处理器230接收来自A/D转换器220输出的频谱受限的数字音频受限信号并对其进行信号处理后输出时间延迟和信号加权的PCM音频数据流，D类功率放大器240接收来自信号处理器230输出时间延迟和信号加权的的PCM音频数据流后经过信号处理输出放大的音频信号，定向声波驱鸟器3接收放大的音频信号后向驱散区域辐射定向的超声波，且多个定向声波驱鸟器3在飞机跑道四周呈矩形式阵列排布，根据鸟群方向，最后从定向声波驱鸟器3输出的声波束中进行求和得到一条具有指向性的声波束，实现对特定方向输出具有指向性声波束的目的。本发明可实现对特定方向输出具有指向性声波束目的，对输入定向声波驱鸟器3放大的音频信号进行时间延迟和加权，再从定向声波驱鸟器3输出的声波束中求和得到一个具有指向性的声波束，有利于对鸟群进行驱赶。
低通滤波器210在本实施例中采用三阶RC有源低通滤波器，A/D转换器220在本实施例中采用ADS7809芯片，信号处理器230在本实施例中采用DSP信号处理器TMS320VC5409，定向声波驱鸟器3在本发明中可采用MHDW-1000。
参见图2，作为一种优选的方式，还包括用于控制低通滤波器210、A/D转换器220、信号处理器230和D类功率放大器240之间运行的***核心服务器2，***核心服务器2上设有与其电连接的***管理基础平台4。用***管理基础平台4控制低通滤波器210、A/D 转换器220、信号处理器230和D类功率放大器240之间运行的***核心服务器2，***管理基础平台4可采用在计算机上面安装有集成管理软件平台，有利于对定向声波驱鸟***进行控制。
参见图2，作为一种优选的方式，还包括移动终端5、机场网络6和防火墙7，***核心服务器2上设有与其电连接的交换机8，***管理基础平台4与交换机8电连接，机场网络6访问防火墙7后通过交换机8与***核心服务器2连接，移动终端5与机场网络6无线连接。移动终端5和机场网络6无线连接访问防火墙7后通过交换机8与***核心服务器2连接，从而实现用移动终端5对***核心服务器2的控制。
参见图4、图5和图6，信号处理器230包括需要一个无限带宽的理想算法模块231、可物理实现的近似算法模块232、在调制系数下，对近似算法模块得出波形振幅时间函数相对于理想算法模块得出的波形振幅时间函数进行误差分析的关系分析模块233和能够使PCM 音频数据流时间延迟与信号加权的关系分析模块234，
无限带宽的所述理想算法模块231为频谱受限的数字音频受限信号与波形振幅时间函数的关系符合下式：
y(t)为波形振幅时间函数，f(t)为频谱受限的数字音频受限信号，ωc为角频率(ωc＝2π*f)，t为时间，f为频率，m为调制系数；
近似算法模块232为频谱受限的数字音频受限信号与波形振幅时间函数的关系符合下式：
P1(t)为波形振幅时间函数，f(t)为频谱受限的数字音频受限信号，ωc为角频率(ωc＝2π*f)，t为时间，f为频率，m为调制系数；
关系分析模块233为近似算法模块232取得的n阶波形振幅时间函数相对于理想算法模块取得的波形振幅时间函数在调制系数变量下的误差分析符合下式：
其中：μ(m)为在调制系数m变量下近似算法模块的波形振幅时间函数相对于理想算法模块的波形振幅时间函数的相对误差函数，P1(t)为近似算法模块取得的波形振幅函数，y(t) 为理想算法模块取得的波形振幅函数；
关系分析模块234为PCM音频数据流在进入D类功率放大器240之前与第i超声波换能器的信号权值、第i超声波换能器的时间延迟和音频信号这三个变量的函数关系符合下式：
其中：Wi是第i超声波换能器的信号权值；τi是第i超声波换能器的时间延迟；χ(t)是音源输出的音频信号,b(t)是输出的声波束。
无限带宽的理想算法模块231采用平方根信号处理算法，该算法要求一个无限带宽的物理***，而这种***在现实生活中是不存在的。平方根双积分法为远距离声音驱散装置所采用的一种信号处理算法，双积分是从时域对信号的12dB/倍频程进行补偿，但这个补偿也可以通过频域进行，因为时域的双积分如果采用数字信号处理器件实现的话，估计积分后数值的范围本身就是一个难题，难以通过程序进行实现。但在频域实现中，只需要一个滤波器就可以实现12dB/倍频程的频率倾斜响应补偿，易于实现，因此一般采用频域补偿方式进行。故而这个12dB/倍频程频率响应倾斜可与时域的信号处理方法分离进行。
无限带宽的理想算法模块的平方根信号处理算法用
公式表示。
近似算法模块232采用近似平方根算法，近似平方根算法是在平方根信号处理算法的基础上进行改进，克服了平方根算法要求无限带宽的缺点，即这些近似算法模块是可以物理实现的。
可物理实现的近似算法模块232的近似平方根算法用
理想算法模块231计算得到的波形振幅函数为一个理想曲线，用近似算法模块232计算频谱受限的数字音频信号的1阶、2阶、3阶...n阶波形振幅函数得到的n个近似曲线，用关系分析模块233分析近似算法模块232得出关于频谱受限的数字音频信号的n阶波形振幅时间函数相对于理想算法模块231在调制系数m变量下的误差，从而可以得到波形振幅时间函数的阶数越高、调制系数越小、相对误差值就越小，从上述计算、对比和分析中可以选定误差值小的波形振幅时间函数阶数和调制系数m确定的PCM音频数据流，有利于使输出的PCM音频数据流因误差值小避免声音失真、保持信号均衡，再用对PCM音频数据流进行时间延迟和信号加权，即可实现使飞机跑道四周定向声波驱鸟器3输出的声波束在叠加后其方向和角度能够改变。
当近似算法模块232的波形振幅函数分别选取1阶、2阶和3阶时，
根据以上三式，与理想算法模块231的波形振幅函数的无限带宽要求相比，当ω＝2π×40000时(即载波频率为40KHz)，一阶近似只要求信号频带范围为20-60KHz,二阶要求带宽为0～80KHz，三阶要求带宽为0～100KHz。即这些近似算法是可以物理实现的。
近似算法模块232得到的波形振幅时间函数与理想算法模块231得到的波形振幅时间函数相比，当近似的阶数越大时，则近似算法模块232得到的波形振幅时间函数与理想算法模块231得到的波形振幅时间函数(original curve)靠得越近，即误差越小，但相应地要求的带宽也越宽，算法也越复杂，计算时间也越长。当阶数超过一定的限度时，会带来实时性不能满足要求的缺点。当调制系数取m＝0.5时，可得出一阶、二阶、三阶近似曲线与理想曲线的相对误差。
从关系分析模块233中可以得出，一阶近似的相对误差最大为6.1％，二阶近似的相对误差为1.65％，三阶误差的相对误差仅为0.55％。
综上，近似算法模块232可以通过物理***实现。通过慎选近似阶数和调制系数，将使***的精度满足要求，避免声音失真、保证信号均衡。
参考图3，对比近似算法模块232与理想算法模块231得到的波形振幅时间函数的曲线图，得出在同一m时，阶数越高，近似算法模块232取得的波形振幅时间函数越接近理想算法模块231的波形振幅时间函数，从而验证关系分析模块233近似的阶数越大时，则近似算法模块232得到的波形振幅时间函数与理想算法模块231得到的波形振幅时间函数(original curve)靠得越近，即误差越小。
参见图7，作为一种优选的方式，D类功率放大器240包括用于将PCM音频数据流转换为PWM数据流的等比特数字处理器241、常规晶体输出管242和LC低通滤波器243，等比特数字处理器241的PWM数据流产生的宽度可变的脉冲串控制常规晶体输出管242的导通与不导通，LC低通滤波器243接收脉冲串并进行平滑处理恢复声音波形后输出放大的音频信号。
D类功率放大器240接收信号处理器230输出的PCM音频数据流，D类功率放大器240上的等比特数字处理器241将PCM音频数据流转换为PWM数据流，采用PWM后，PCM音频数据流便成为一系列的用“0”和“1”表示的宽度可变的脉冲串，脉冲的宽度越宽，信号的幅度就越大。将这些PWM数据流去推功率放大器的常规晶体输出管242，由于受到PWM数据流的作用，常规晶体输出管242将迅速地时而饱和导通工作，时而截止不工作。常规晶体管导通工作时间越长，信号幅度便越大，于是常规晶体输出管242为超声波换能器提供的电流也时而因管子导通而有电流流过，时而因管子截止而没有电流流过，音频信息便包含在这些接通、断开的周期过程中，脉冲串在由常规晶体管放大后，便由LC低通滤波器243 进行平滑处理，从而恢复为原有的声音波形，输出放大的音频信号。开关驱动的两路输出电压在没有信号输入时几乎是同相，这时加在LC低通滤波器243上的电压就几乎为0，由于两路同相输出，加载到LC低通滤波器243的电压近似为0，此时负载电流极小，从而静态功耗很小。也就是说在零信号输入时两路PWM同相，并且占空比都为50％。但是当有信号输入时，则两路PWM的占空比就会随着变化，如果有一路输出脉冲的占空比变大的话，另一路输出脉冲的占空比一定变小，也就是这两路PWM是“反宽度”的，这两路信号称为双路反宽度信号。采用“反宽度”的PWM作为D类放大器的BTL电路驱动信号其最大的好处是，抑制了零信号输入时静态损耗，进一步提高了放大器的效率。
等比特数字处理器241在本实施例中可采用TMS320VC5409，常规晶体输出管242在本实施例中可采用2SC1623，LC低通滤波器243在本实施例中可采用LBP30/S12-D18。
作为一种优选的方式，超声波换能器1的相对于地面的发射夹角为±15°。超声波换能器1在相对于地面的发射夹角为±15°角以外声压级明显下降。
本实施例的其他部分与实施例1相同，这里就不再赘述。如上即为本发明的实施例。
实施例3：
参见图1、图3、图4、图5、图6、图7和图8可知，一种定向声波驱鸟方法，根据如权利要求4～9中任一的一种定向声波驱鸟***，包括以下步骤：
步骤1：低通滤波器210对音源输出的音频信号滤除高频噪声后得到模拟信号；
步骤2：A/D转换器220接收低频滤波器传输的模拟信号，并对模拟信号采样保持，采样结束后进入保持时间，在保持时间内将采样的模拟信号转化并编码为频谱受限的数字音频受限信号；
步骤3：信号处理器230接收A/D转换器220传输的频谱受限的数字音频信号，用需要一个无限带宽的理想算法模块231计算频谱受限的数字音频信号的波形振幅函数，用近似算法模块232计算频谱受限的数字音频信号的n阶波形振幅函数，用关系分析模块233分析近似算法模块232得出关于频谱受限的数字音频信号的n阶波形振幅时间函数与调制系数m和相对误差的关系，对n阶波形振幅时间函数选定阶数和调制系数m，从而输出PCM音频数据流，再用信号处理器230上的
公式对PCM音频数据流进行时间延迟和信号加权处理，输出时间延迟和加权处理后的PCM音频数据流。
步骤4：D类功率放大器240接收信号处理器230输出时间延迟和加权处理后的PCM音频数据流，用D类功率放大器240上的等比特数字处理器241将PCM音频数据流转换为PWM数据流形成宽度可变的脉冲穿，再用PWM数据流控制D类功率放大器240上常规晶体输出管242的导通与不导通，D类功率放大器240上的LC低通滤波器243接收脉冲串并对其进行平滑处理恢复声音波形后输出放大的音频信号；
步骤5：根据鸟群方向，呈矩形式阵列的定向声波驱鸟器3接收来自D类功率放大器240输出放大的音频信号后，对多个定向声波驱鸟器3输出的声波束求和，得到一个鸟群方向上输出高指向性的声波束。
在本实例中，在探测到鸟群存在时，音源输出音频信号，低通滤波器210接收音频信号并对其滤除高频噪声后输出模拟信号，A/D转换器220接收模拟信号并对模拟信号采样保持将模拟信号转化并编码为频谱受限的数字音频信号，信号处理器230接收A/D转换器220 传输的频谱受限的数字音频信号，因为无限带宽在现实生活中是不存在的，即理想算法模块231计算得到的波形振幅函数为一个理想曲线，用近似算法模块232计算频谱受限的数字音频信号的1阶、2阶、3阶...n阶波形振幅函数得到的n个近似曲线，用关系分析模块233分析近似算法模块232得出关于频谱受限的数字音频信号的n阶波形振幅时间函数相对于理想算法模块231在调制系数m变量下的误差，从而可以得到波形振幅时间函数的阶数越高、调制系数越小、相对误差值就越小，从上述计算、对比和分析中可以选定误差值小的波形振幅时间函数阶数和调制系数m确定的PCM音频数据流，使输出的PCM音频数据流因误差值小得到微弱的声音失真、保持信号均衡，再用
公式对 PCM音频数据流进行时间延迟和信号加权处理，D类功率放大器240接收信号处理器230输出的时间延迟和加权处理的PCM音频数据流，D类功率放大器240上的等比特数字处理器 241将PCM音频数据流转换为PWM数据流，采用PWM后，PCM音频数据流便成为一系列的用“0”和“1”表示的宽度可变的脉冲串，脉冲的宽度越宽，信号的幅度就越大。将这些PWM 数据流去推功率放大器的常规晶体输出管242，由于受到PWM数据流的作用，常规晶体输出管242将迅速地时而饱和导通工作，时而截止不工作。常规晶体管导通工作时间越长，信号幅度便越大，于是常规晶体输出管242为扬声器提供的电流也时而因管子导通而有电流流过，时而因管子截止而没有电流流过，音频信息便包含在这些接通、断开的周期过程中，脉冲串在由常规晶体管放大后，便由LC低通滤波器243进行平滑处理，从而恢复为原有的声音波形，输出放大的音频信号。开关驱动的两路输出电压在没有信号输入时几乎是同相，这时加在LC低通滤波器243上的电压就几乎为0，由于两路同相输出，加载到LC低通滤波器243的电压近似为0，此时负载电流极小，从而静态功耗很小。也就是说在零信号输入时两路PWM同相，并且占空比都为50％。但是当有信号输入时，则两路PWM的占空比就会随着变化，如果有一路输出脉冲的占空比变大的话，另一路输出脉冲的占空比一定变小，也就是这两路PWM是“反宽度”的，这两路信号称为双路反宽度信号。采用“反宽度”的PWM 作为D类放大器的BTL电路驱动信号其最大的好处是，抑制了零信号输入时静态损耗，进一步提高了放大器的效率。根据鸟群方向，通过飞机跑道四周的定向声波驱鸟器3输出声波束，声波束由于在信号处理器230处经过时间延迟和加权处理，声波束在空气中的非线***互作用使多个定向声波驱鸟器3输出声波束在鸟群方向叠加形成一个高指向性的声波束，实现对鸟群进行定向声波驱赶，实现用声音失真微弱、信号稳定和音频信号放大效率高的定向声波高效驱赶鸟群的目的。本发明可实现用声音失真微弱、信号稳定和音频信号放大效率高的定向声波高效驱赶鸟群群目的，用信号处理器230计算得到误差值小的波形振幅时间函数阶数和调制系数m确定经过时间延迟和加权的PCM音频数据流、“反宽度”的PWM作为D类功率放大器240的BTL电路驱动信号和将放大的音频信号传递给矩形式阵列的定向声波驱鸟器3，避免了定向声波驱鸟***因声音失真、信号不稳定、声音小、指向性不高而导致驱鸟效果不佳，即可高效驱赶鸟群。
本实施例的其他部分与实施例1相同，这里就不再赘述。如上即为本发明的实施例。
上述实施例以及实施例中的具体参数仅是为了清楚表述发明的验证过程，并非用以限制本发明的专利保护范围，本发明的专利保护范围仍然以其权利要求书为准，凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。
Claims (10)
1.一种超声波换能器，其特征在于，包括由PVDF膜制成的压电晶片(150)，所述PVDF膜的截面为波浪形。
2.根据权利要求1所述的一种超声波换能器，其特征在于：还包括壳体(110)、两根电极线(120)和接地线(130)，所述壳体(110)一端设有保护膜(140)，所述壳体(110)内压电晶片(150)与保护膜(140)紧贴，所述壳体(110)内设有吸收块(160)，所述两根电极线(130)分别接在压电晶片(150)的上端面和下端面并穿过吸收块(160)伸出壳体(110)外，所述壳体(110)内与压电晶片(150)上端面连接的电极线(120)上耦合连接有匹配电感(170)，所述壳体(110)和接地线连接(130)。
3.根据权利要求1所述的一种超声波换能器，其特征在于：所述压电晶片(150)的PVDF膜的相邻波峰波谷的峰谷高度差h≈λ/2，其中λ为传声介质中超声波的波长。
4.一种定向声波驱鸟***，其特征在于，包括：
低通滤波器(210)，接收从音源输出的音频信号并滤除高频噪声后产生模拟信号；
A/D转换器(220)，接收所述低通滤波器(210)输出的模拟信号并经过A/D信号采样后输出频谱受限的数字音频受限信号；
信号处理器(230)，接收所述A/D转换器(220)输出频谱受限的数字音频受限信号并经过信号处理后输出时间延迟和信号加权的PCM音频数据流；
D类功率放大器(240)，接收所述信号处理器(230)输出的PCM音频数据流并经过信号处理后输出放大的音频信号；
定向声波驱鸟器(3)，所述定向声波驱鸟器(3)内的发声单元为超声波换能器(1)，超声波换能器(1)为权利要求1～3中任一所述的超声波换能器；多个所述定向声波驱鸟器(3)在飞机跑道四周呈矩形式阵列排布，接收所述D类功率放大器(240)输出的放大的音频信号并向鸟群方向释放具有指向性的声波束。
5.根据权利要求4所述的一种定向声波驱鸟***，其特征在于：还包括用于控制低通滤波器(210)、A/D转换器(220)、信号处理器(230)和D类功率放大器(240)之间运行的***核心服务器(2)，所述***核心服务器(2)上设有与其电连接的***管理基础平台(4)。
6.根据权利要求5所述的一种定向声波驱鸟***，其特征在于：还包括移动终端(5)、机场网络(6)和防火墙(7)，所述***核心服务器(2)上设有与其电连接的交换机(8)，所述***管理基础平台(4)与交换机(8)电连接，所述机场网络(6)访问防火墙(7)后通过交换机(8)与***核心服务器(2)连接，所述移动终端(5)与机场网络(6)无线连接。
7.根据权利要求4所述的一种定向声波驱鸟***，其特征在于：所述信号处理器(230)包括需要一个无限带宽的理想算法模块(231)、可物理实现的近似算法模块(232)、在调制系数下，对近似算法模块(232)得出波形振幅时间函数相对于理想算法模块(231)得出的波形振幅时间函数进行误差分析的关系分析模块(233)，和能够使PCM音频数据流时间延迟与信号加权的控制模块(234)，
无限带宽的理想算法模块(231)的频谱受限的数字音频受限信号与波形振幅时间函数的关系符合下式：
y(t)为波形振幅时间函数，f(t)为频谱受限的数字音频受限信号，ωc为角频率(ωc＝2π*f)，t为时间，f为频率，m为调制系数；
所述近似算法模块(232)为频谱受限的数字音频受限信号与波形振幅时间函数的关系符合下式：
P1(t)为波形振幅时间函数，f(t)为频谱受限的数字音频受限信号，ωc为角频率(ωc＝2π*f)，t为时间，f为频率，m为调制系数；
所述关系分析模块为近似算法模块取得的n阶波形振幅时间函数相对于理想算法模块取得的波形振幅时间函数在调制系数变量下的误差分析符合下式：
其中：μ(m)为在调制系数m变量下近似算法模块的波形振幅时间函数相对于理想算法模块的波形振幅时间函数的相对误差函数，P1(t)为近似算法模块取得的波形振幅函数，y(t)为理想算法模块取得的波形振幅函数；
所述控制模块(234)为PCM音频数据流在进入D类功率放大器(240)之前与第i超声波换能器的信号权值、第i超声波换能器的时间延迟和音频信号这三个变量的函数关系符合下式：
其中：Wi是第i超声波换能器的信号权值；τi是第i超声波换能器的时间延迟；χ(t)是音源输出的音频信号,b(t)是输出的声波束。
8.根据权利要求4所述的一种定向声波驱鸟***，其特征在于：所述D类功率放大器(240)包括用于将PCM音频数据流转换为PWM数据流的等比特数字处理器(241)、常规晶体输出管(242)和LC低通滤波器(243)，所述等比特数字处理器(241)的PWM数据流产生的宽度可变的脉冲串控制常规晶体输出管(242)的导通与不导通，所述LC低通滤波器(243)接收脉冲串并进行平滑处理恢复声音波形后输出放大的音频信号。
9.根据权利要求4所述的一种定向声波驱鸟***，其特征在于：所述超声波换能器(1)的相对于水平方向的发射夹角为±15°。
10.一种定向声波驱鸟方法，其特征在于：根据如权利要求4～9中任一所述的一种定向声波驱鸟***，包括以下步骤：
步骤1：低通滤波器(210)对音源输出的音频信号滤除高频噪声后得到模拟信号；
步骤2：A/D转换器(220)接收低频滤波器传输的模拟信号，并对模拟信号采样保持，采样结束后进入保持时间，在保持时间内将采样的模拟信号转化并编码为频谱受限的数字音频受限信号；
步骤3：信号处理器(230)接收A/D转换器(220)传输的频谱受限的数字音频信号，用需要一个无限带宽的理想算法模块(231)计算频谱受限的数字音频信号的波形振幅函数，用近似算法模块(232)计算频谱受限的数字音频信号的n阶波形振幅函数，用关系分析模块(233)分析近似算法模块(232)得出关于频谱受限的数字音频信号的n阶的波形振幅时间函数相对于理想算法模块的波形振幅时间函数在调制系数m下的相对误差，对n阶的波形振幅时间函数选定阶数和调制系数m，从而输出PCM音频数据流，再用信号处理器(230)上的
公式对PCM音频数据流进行时间延迟和信号加权处理，输出时间延迟和加权处理后的PCM音频数据流；
步骤4：D类功率放大器(240)接收信号处理器(230)输出时间延迟和加权处理后的PCM音频数据流，用D类功率放大器(240)上的等比特数字处理器(241)将PCM音频数据流转换为PWM数据流形成宽度可变的脉冲穿，再用PWM数据流控制D类功率放大器(240)上常规晶体输出管(242)的导通与不导通，D类功率放大器(240)上的LC低通滤波器(243)接收脉冲串并对其进行平滑处理恢复声音波形后输出放大的音频信号；
步骤5：根据鸟群方向，呈矩形式阵列的定向声波驱鸟器(3)接收来自D类功率放大器(240)输出放大的音频信号后，对多个定向声波驱鸟器(3)输出的声波束求和，得到一个鸟群方向上输出指向性的声波束。
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