CN111487476B

CN111487476B - 一种准峰值检波方法和准峰值检波器

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Publication number: CN111487476B
Application number: CN202010373335.3A
Authority: CN
Inventors: 罗森; 刘山; 梁杰
Original assignee: Shenzhen Siglent Technologies Co Ltd
Current assignee: Shenzhen Siglent Technologies Co Ltd
Priority date: 2020-05-06
Filing date: 2020-05-06
Publication date: 2022-07-08
Anticipated expiration: 2040-05-06
Also published as: CN111487476A

Abstract

本申请公开了一种准峰值检波方法和准峰值检波器，包括A/D转换模块、数字控制振荡器、RBW模块、求模模块和准峰值检波模块，先将待检信号转换为数字信号，再对获取的数字信号以正交混频方式混频至零频信号，分别对获取第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波，并对滤波后的第一混频信号I和第二混频信号Q取模以获取模值序列，最后依据模值序列对待检信号进行准峰值检波。由于将待检信号转化为数字信号后在进行准峰值检波，实现了准峰值检波器的数字化，进而准峰值检波更准确、更快速及易于存储。

Description

一种准峰值检波方法和准峰值检波器

技术领域

本发明涉及电磁干扰测量技术领域，具体涉及一种准峰值检波方法和准峰值检波器。

背景技术

电磁干扰是由无用的、乱真的传导和辐射的电信号组成，所有的电子电气产品都存在电磁干扰的问题，在时域内电磁干扰可以是瞬时的、脉冲的或稳态的，在频域内电磁干扰频谱分量从50Hz工频到微波信号。电磁干扰信号可以是窄带的或宽带的，也可能是相参或非相参的。为了能真实地反映出电磁干扰信号的特征，电磁兼容测试接收机采用多种检波方式，如峰值检波、准峰值检波、平均值检波、均方检波（RMS）、偏压补偿检波、振幅概率分布检波等检波方式。GB/T6113/CISPR16标准中规定EMI的测量规范，其中对准峰值检波的接收机有了明确测量方法。而现有技术中的准峰值检波器都采用模拟器件组成的模拟电路实现的，因此准峰值检波器的检测结果会受到模拟器件的性能和工作环境温度等因素的影响，存在测量误差大、稳定性差、不易参数化、灵活度低和测量速度慢等问题。

发明内容

本申请公开一种准峰值检波方法和准峰值检波器，已实现对现有技术中准峰值检波器的数字化改进。

根据第一方面，一种实施例中提供一种准峰值检波方法，包括：

将待检信号转换为数字信号；

以正交混频方式将所述数字信号混频至零频信号，以获取第一混频信号I和第二混频信号Q；

分别对所述第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波；

对滤波后的所述第一混频信号I和第二混频信号Q求模，以获取模值序列；

依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波。

进一步，所述以正交混频方式将所述数字信号混频至零频信号，以获取第一混频信号I和第二混频信号Q，还包括：

在分别对所述第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波之前，先对所述第一混频信号I和第二混频信号Q进行降采样。

进一步，所述预设带宽包括6dB带宽。

进一步，所述依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波，包括：

将所述模值序列输入至充放电检波模型中，所述充放电检波模型公式包括：

y(n)=b₀x(n)+b₁x(n-1)-a₁y(n-1);

其中，x(n)为输入所述充放电检波模型的所述模值序列，y(n)是所述充放电检波模型的输出序列；

当所述充放电检波模型充电时：

b₀=b₁=(1+2τ_cha/T_s)^-1,a₁=(1-2τ_cha/T_s)/ (1+2τ_cha/T_s),τ_cha是充电时间常数，T_s是与所述待检信号转换为数字信号的采样率相关的采样率参数；

当所述充放电检波模型放电时：

b₀=0，b₁=(1+2τ_dis/T_s)^-1,a₁=(1-2τ_dis/T_s)/ (1+2τ_dis/T_s),τ_dis是放电时间常数，T_s是与所述待检信号转换为数字信号的采样率相关的采样率参数。

进一步，所述依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波，还包括：

当k1*y(n-1) ≤ x(n) 时，为第一充电模式；

其中，x(n)为输入所述充放电检波模型的所述模值序列，y(n)是所述充放电检波模型的输出序列，k1为第一斜率常数。

进一步，所述依据所述模值序列获取所述待检信号的准峰值检波参数，还包括：

当k1*y(n-1) ≤ x(n) 时，为第一充电模式；

当k1*y(n-1) ≤ x(n) < k2*y(n-1) 时，则为第二充电模式；

其中，x(n)为输入所述充放电检波模型的所述模值序列，y(n)是所述充放电检波模型的输出序列，k1为第一斜率常数，k2为第二斜率常数。

当x(n) < k1*y(n-1)时，为第一放电模式；

其中，x(n)为输入所述充放电检波模型的模值序列，y(n)是所述充放电检波模型的输出序列，k1为第一斜率常数。

将所述模值序列输入至机械时间模型，所述机械时间模型公式包括：

y₁(n)=c*x(n)+c*x(n-1)+d*y₁(n-1);

y₂(n)=c*y₁(n)+c*y₁(n-1)+d*y₂(n-1);

其中， x(n)是所述充放电检波模型的输出序列，y₁(n)是所述机械时间模型输出的输出序列，y₂(n)是将y₁(n)输入至所述机械时间模型获取的输出序列，c=K^(1/2)×(2×Tm×fs+1)^-1,d=(2×Tm×fs-1)×(2×Tm×fs+1)^-1,Tm是机械时间常数，fs是与所述待检信号转换为数字信号的采样率相关的采样率常数，K为机械时间模型的开环放大倍数。

根据第二方面，另一种实施例中提供一种准峰值检波器，包括：

A/D转换模块，用于将待检信号转换为数字信号；

数字控制振荡器，用于以正交混频方式将所述数字信号混频至零频信号，以获取第一混频信号I和第二混频信号Q；

RBW模块，用于分别对所述第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波；

求模模块，用于对滤波后的所述第一混频信号I和第二混频信号Q求模，以获取模值序列；

准峰值检波模块，用于依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波。

进一步，所述准峰值检波模块用于将所述模值序列输入至充放电检波模型中，所述充放电检波模型公式包括：

y(n)=b₀x(n)+b₁x(n-1)-a₁y(n-1);

当所述充放电检波模型充电时：

当所述充放电检波模型放电时：

b₀=0，b₁=(1+2τ_dis/T_s)^-1,a₁=(1-2τ_dis/T_s)/ (1+2τ_dis/T_s),τ_dis是放电时间常数，T_s是与所述待检信号转换为数字信号的采样率相关的采样率参数；

当k1*y(n-1) ≤ x(n) 时，为第一充电模式；

其中，x(n)为输入所述充放电检波模型的所述模值序列，y(n)是所述充放电检波模型的输出序列，k1为第一斜率常数；

和/或，

当x(n) < k1*y(n-1)时，为第一放电模式；

依据上述实施例的准峰值检波方法和准峰值检波器，包括A/D转换模块、数字控制振荡器、RBW模块、求模模块和准峰值检波模块，先将待检信号转换为数字信号，再对获取的数字信号以正交混频方式混频至零频信号，分别对获取第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波，并对滤波后的第一混频信号I和第二混频信号Q取模以获取模值序列，最后依据该模值序列对待检信号进行准峰值检波。由于将待检信号转化为数字信号后在进行准峰值检波，实现了准峰值检波器的数字化，进而准峰值检波更准确、更快速及易于存储。

附图说明

图1为一种准峰值检波电路；

图2为一种用于准峰值检波的充放电加重电路；

图3为一种用于机械时间常数获取的预处理电路；

图4为一种准峰值检波电路的原理框图；

图5为一种实施中数字传递函数的框图模型；

图6为一种实施中数字传递函数的框图模型；

图7为一种实施例中准峰值检波方法的流程示意图；

图8为一种实施例中模值序列时序图；

图9为一种实施例中的准峰值检波器的电路结构示意图；

图10为一种实施例中模值序列时序图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。

另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。

本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接（联接）。

在GB/T6113/CISPR16中规定了准峰值检波器的基本特性，包括6dB中频带宽、充放电时间常数、临界阻尼指示器机械时间常数、检波器前电路过载系数和检波器与指示器之间的过载系数等相关条件要求。其中，充电时间常数是从恒定正弦电压加到检波级的输入端瞬间起，到检波器的输出电压达到其终值的63%为止，其间所用的时间为充电时间常数。放电时间常数是从移去加在检波级输入端的恒定正弦波电压的瞬间起，到检波器的输出电压降至初始值的37%为止，其间所用去的时间就是放电时间常数。临界阻尼指示器机械时间常数，它反映了准峰值检波输出到指示间还有一定的阻尼效应，因此从检波器的最终电压上很难分辨出检波器的充放电过程，所以采用A/D变换来获取检波器输出电压。如表1所示，GB/T6113/CISPR16规定了准峰值检波器四个频点的参考带宽，均为6dB带宽。

表1

由于直接测量准峰值检波器的基本特性有诸多困难，在GB/T6113/CISPR16中对含有准峰值检波器的接收机有明确测量方法，不是直接测量检波器的基本特性，而是通过检测准峰值检波器的脉冲响应的绝对幅度准确度和相对关系来衡量检波器的性能。

设计准峰值检波器须要考虑以下三个因素：

1）准峰值检波前应有峰值检波；

2）对峰值检波器电路进行充放电时间加重电路设计；

3）应含有能够模拟出准峰值检波器临界阻尼时间机械常数的电路。

除以上三点准峰值检波器还必须满足检波器前电路的过载系数和检波器与指示器之间的过载系数要求。

请参考图1，为一种准峰值检波电路，包括运算放大器A11、电容C11和二极管D11，待检的中频信号由运算放大器A11的正极输入，运算放大器A11的输出端输出的信号用于准峰值参数检测，二极管D11正极与运算放大器A11的的负级连接，二极管D11的负极与运算放大器A11的输出端连接，电容C11串联在二极管D11的两端。

请参考图2，为一种用于准峰值检波的充放电加重电路，包括电阻R21、电阻R22、电阻R23、电阻R24、电容C21、电感L21和二极管D21。其中二极管D21、电阻R23、电感L21和电阻R24依次串联在充放电加重电路的输入端与输出端之间，电阻R21串联在二极管D21和电阻R23的连接端与参考地GND之间，电容C21连接在充放电加重电路的输出端与参考地GND之间。

请参考图3，为一种用于机械时间常数获取的预处理电路，包括电阻R31、电阻R32、电阻R33、电阻R34、电容C31、电容C32和运算放大器A31。运算放大器A31的输出端用于作为预处理电路的输出端，电阻R31和电阻R32串联在预处理电路的输入端与运算放大器A31的负输入端。电容C31连接在运算放大器A31的负输入端与参考地GND之间，电容C32连接在电阻R31和电阻R32的连接端与运算放大器A31的输出端之间，电阻R33连接在运算放大器A31的正输入端与参考地GND之间，电阻R34连接在运算放大器A31的正输入端和输出端之间。

待测中频信号经充放电加重电路处理后达到充电时间常数和放电时间常数的标准，再将充放电加重的电压信号通过用于临界阻尼指示器机械时间常数的模拟电路处理，最终形成准峰值检波器的电压输出给阻尼计。检验准峰值检波器的各种参数可依据GB/T6113/CISPR16中规定的准峰值检波器的基本特性，如表2所示：

表2

其中，在不同带宽下准峰值检波器所施加的基准参考信号的脉冲强度是不同的，脉冲强度又称脉冲面积，定义为某一脉冲电压对时间积分的面积。该准峰值检波器都采用模拟电路实现的，其检测结果会受到模拟器件的性能和工作环境温度等因素的影响，存在测量误差大、稳定性差、不易参数化、灵活度低和测量速度慢等问题。

为了便于阐述本申请预保护的数字化准峰值检波器，将上述准峰值检波器进行简化，请参考图4，为一种准峰值检波电路的原理框图，准峰值检波器包括充放电电路和阻尼计。其中，U（t）为包络检波电路输出的中频信号，U₂（t）为准峰值检波输出信号，阻尼计用于指示峰值电压，准峰值检波电路的充电时间常数由电阻R1和电容C确定，放电时间常数由电阻R2和电容C确定，准峰值检波电路的放电时间要比充电时间大得多，所以R2>>R1。则U（t）和U₂（t）有：

U₂(S)= U(S)×（SC+R₂ ^-1）^-1×[R₁+(SC+ R₂ ^-1)^-1]^-1;

则其传递函数为：

H(s)=U²(s)/U(s)=（SC+R₂ ^-1）^-1×[R₁+(SC+ R₂ ^-1)^-1]^-1

=R₂×(R₁+R₂)^-1×[1+S×R₁×R₂×(R₁+R₂)^-1×C]^-1

因为R2>>R1，所述R₂×（R₁+R₂）^-1近似等于1，则传递函数可近似为：

H(s)=U²(s)/U(s)= [1+S×R₁×R₂×(R₁+R₂)^-1×C]^-1

=(1+Sτ)^-1,(τ= R₁×R₂×(R₁+R₂)^-1×C);

采用双线行变换法将传递函数进行模拟—数字变换，其映射关系为：

s=2×Ts^-1×(1-z^-1) ×(1+z^-1)^-1;

其中，Ts数字信号的采样率。

请参考图5，为一种实施中数字传递函数的框图模型，其中，x(n)为输入序列，y(n)是输出序列，则变换后的数字传递函数为：

H（z）=(b₀+b₁z^-1)(1+a₁z^-1)^-1;

其中，b₀=b₁=(1+2τf_s)^-1，a₁=(1-2τf_s) ×(1+2τf_s)^-1。

则，充放电的判断条件是x(n)与y(n-1)的大小关系。

准峰值检波器充电时：

y(n)=b₀x(n)+b₁ x (n-1)-a₁y(n-1);

其中, b₀=b₁=(1+2τ_cha/T_s)^-1，a₁=(1-2τ_cha/T_s) ×(1+2τ_cha/T_s)^-1,τ_cha为充电时间常数。

准峰值检波器放电时b₀=0,则：

y(n)=b₁ x (n-1)-a₁y(n-1);

其中, b₁=(1+2τ_dis/T_s)^-1，a₁=(1-2τ_dis/T_s) ×(1+2τ_dis/T_s)^-1,τ_dis为放电时间常数。

机械时间常数（Tm）采用电路模拟实现，在GB/T6113/CISPR16规范中给出临界阻尼指示器的运动方程：

T_M ²(d²a/dt²)+2 TM(da/dt)+a=ki;

其中，a为临界阻尼指示器的偏置指示，i为流经临界阻尼指示器的电流，k临界阻尼指示器的时间常数。

对上述临界阻尼指示器的运动方程做单边拉普拉斯变换，并设定Y（0）= Y＇（0），则传递函数为：

H（s）=Y(s)/X(s)=K×[(T_m×s+1) ×( T_m×s+1)]^-1;

然后采用双线性变换法，将传递函数进行模拟—数字变换，请参考图6，为一种实施中数字传递函数的框图模型,其中，x(n)为输入序列，y(n)是输出序列，则变换后的数字传递函数为：

H（z）=[c×(1+ z^-1) ×(1-d z^-1)^-1 ] × [c×(1+ z^-1) ×(1-d z^-1)^-1 ];

其中, c=K^(1/2)×(2×Tm×fs+1)^-1,d=(2×Tm×fs-1)×(2×Tm×fs+1)^-1。

从z表达式中可以得出，变换后的数字传递函数为2个相同的一阶子***的级联，则时域表达式为：

y₁(n)=c×x(n)+c×x(n-1)+d×y₁(n-1);

y₂(n)=c×y₁(n)+c×y₁(n-1)+d×y₂(n-1);

则可依据时域表达式获取系数c和d。

综上所述，将传递函数进行模拟—数字变换后，可实现对准峰值检波器的数字化。

在本申请实施例中，公开了一种准峰值检波方法和准峰值检波器，包括A/D转换模块、数字控制振荡器、RBW模块、求模模块和准峰值检波模块，先将待检信号转换为数字信号，再对获取的数字信号以正交混频方式混频至零频信号，分别对获取第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波，并对滤波后的第一混频信号I和第二混频信号Q取模以获取模值序列，最后依据该模值序列对待检信号进行准峰值检波。由于将待检信号转化为数字信号后在进行准峰值检波，实现了准峰值检波器的数字化，进而准峰值检波更准确、更快速及易于存储。

实施例一

请参考图7，为一种实施例中准峰值检波方法的流程示意图，包括：

步骤100，获取数字信号。

采用A/D转换器将待检信号转换为数字信号。

步骤200，获取混频信号。

以正交混频方式将所述数字信号混频至零频信号，以获取第一混频信号I和第二混频信号Q。一实施例中，采用数字控制振荡器将转换为数字信号的待检信号进行正交混频至零频信号，来获取第一混频信号I和第二混频信号Q。一实施例中，将获取的第一混频信号I和第二混频信号Q进行降采样，可采用CIC抽取和/或半带抽取方式进行降采样，以减少数据后处理的处理量。

步骤300，对混频信号滤波。

分别对第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波。一实施例中，对分别对第一混频信号I和第二混频信号Q进行6dB高斯带宽滤波。一实施例中，对分别对第一混频信号I和第二混频信号Q进行多个频率范围的6dB高斯带宽滤波，以用于后期选用，多个频率范围可参见GB/T6113/CISPR16规定的四个频点的参考带宽，均为6dB带宽。

步骤400，对混频信号求模，以获取模值序列。

对滤波后的所述第一混频信号I和第二混频信号Q求模，以获取模值序列。一实施例中，模值序列依据模值获取的先后顺序排列，且任意相邻两个模值的获取时间间隔相等，并与待检信号模数转换的频率及降采样的频率相关。

步骤500，准峰值检波。

依据模值序列对待检信号进行准峰值检波。一实施例中，依据模值序列对待检信号进行准峰值检波，包括：

将模值序列输入至充放电检波模型中，充放电检波模型公式包括：

y(n)=b₀x(n)+b₁x(n-1)-a₁y(n-1);

其中，x(n)为输入充放电检波模型的模值序列，y(n)是充放电检波模型的输出序列。

当所述充放电检波模型充电时：

当所述充放电检波模型放电时：

当k1*y(n-1) ≤ x(n) 时，为第一充电模式。其中，x(n)为输入充放电检波模型的模值序列，y(n)是充放电检波模型的输出序列，k1为第一斜率常数。

请参考图8，为一种实施例中模值序列时序图，其中纵坐标是模值，横坐标是模值序列数N。因为在模拟准峰值检波的模值序列的包络检波是通过二级管实现，为何调整这种差距，可将充电分成两段进行，对应两种充电斜率，而放电只有一种斜率。一实施例中，充放电检波模型第一充电模式和第二充电模式，如图8所示，包括k1段曲线是第一充电模式，k2段曲线是第二充电模式，则：

当k1*y(n-1) ≤ x(n) 时，为第一充电模式；

当k1*y(n-1) ≤ x(n) < k2*y(n-1) 时，则为第二充电模式；

其中，x(n)为输入充放电检波模型的模值序列，y(n)是充放电检波模型的输出序列，k1为第一斜率常数，k2为第二斜率常数。

当x(n) < k1*y(n-1)时，为第一放电模式。

其中，x(n)为输入充放电检波模型的模值序列，y(n)是充放电检波模型的输出序列，k1为第一斜率常数。

第一斜率常数k1和第二斜率常数k2的取值可对应下表：

Band	A	B	C&D
				k1	1	1	1
k2	1	2.5	4.15

其中，波段Band A、B、C和D参见GB/T6113/CISPR16规范要求，实际中做了适当的校准，如下表所示：

临界阻尼机械时间常数（Tm）的获取包括：

将充放电检波模型的输出序列输入至机械时间模型，该机械时间模型公式包括：

y₁(n)=c*x(n)+c*x(n-1)+d*y₁(n-1);

y₂(n)=c*y₁(n)+c*y₁(n-1)+d*y₂(n-1);

其中， x(n)是充放电检波模型的输出序列，y₁(n)是机械时间模型输出的输出序列，y₂(n)是将y₁(n)输入至机械时间模型获取的输出序列，c=K^(1/2)×(2×Tm×fs+1)^-1,d=(2×Tm×fs-1)×(2×Tm×fs+1)^-1,Tm是机械时间常数，fs是与待检信号转换为数字信号的采样率参数相关的采样率常数，K为机械时间模型的开环放大倍数。

依据本实施例的准峰值检波方法，先将待检信号转换为数字信号，再对获取的数字信号以正交混频方式混频至零频信号，分别对获取第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波，并对滤波后的第一混频信号I和第二混频信号Q取模以获取模值序列，最后依据该模值序列对待检信号进行准峰值检波。由于将待检信号转化为数字信号后在对待检信号进行准峰值检波，实现了准峰值检波器的数字化，进而准峰值检波更准确、更快速及易于存储。

实施例二

请参考图9，为一种实施例中的准峰值检波器的电路结构示意图，包括A/D转换模块10、数字控制振荡器20、RBW模块30、求模模块40和准峰值检波模块50。A/D转换模块10用于将待检信号转换为数字信号。数字控制振荡器20用于以正交混频方式将数字信号混频至零频信号，以获取第一混频信号I和第二混频信号Q。RBW模块30用于分别对第一混频信号I和第二混频信号Q按一预设带宽进行滤波。求模模块40用于对滤波后的第一混频信号I和第二混频信号Q求模，以获取模值序列。准峰值检波模块50用于依据模值序列对待检信号进行准峰值检波。其中，准峰值检波模块50用于将模值序列输入至充放电检波模型中，该充放电检波模型公式包括：

y(n)=b₀x(n)+b₁x(n-1)-a₁y(n-1);

当所述充放电检波模型充电时：

b₀=b₁=(1+2τ_cha/T_s)^-1,a₁=(1-2τ_cha/T_s)/ (1+2τ_cha/T_s),τ_cha是充电时间常数，T_s是与所述待检信号转换为数字信号的采样率相关的采样率参数。

当所述充放电检波模型放电时：

当x(n) < k1*y(n-1)时，为第一放电模式，其中，x(n)为输入充放电检波模型的模值序列，y(n)是充放电检波模型的输出序列，k1为第一斜率常数。

第一斜率常数k1取值可对应下表：

Band	A	B	C&D
				k1	1	1	1

其中，波段Band A、B、C和D参见GB/T6113/CISPR16规范要求，如下表所示：

临界阻尼机械时间常数（Tm）的获取包括：

y₁(n)=c*x(n)+c*x(n-1)+d*y₁(n-1);

y₂(n)=c*y₁(n)+c*y₁(n-1)+d*y₂(n-1);

一实施例中，数字控制振荡器20还包括抽取模块21，抽取模块21将获取的第一混频信号I和第二混频信号Q进行降采样后在输出给RBW模块30，可采用CIC抽取和/或半带抽取方式进行降采样，以减少数据后处理的处理量。其中，在本申请实施例中的准峰值检波模块50可由FPGA硬件构成，也可由计算软件模拟实现。

请参考图10，为一种实施例中模值序列时序图，其中纵坐标是模值，横坐标是模值序列数N。其中，曲线L0为模值序列曲线，曲线L1是模值序列中干扰信号的模值曲线，曲线L2是干扰信号的充放电曲线，梯形线L3是预设参考值。可依据干扰信号的充放电曲线L2是否超过梯形线L3的预设参考值来实现准峰值检波。

本领域技术人员可以理解，上述实施方式中各种方法的全部或部分功能可以通过硬件的方式实现，也可以通过计算机程序的方式实现。当上述实施方式中全部或部分功能通过计算机程序的方式实现时，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：只读存储器、随机存储器、磁盘、光盘、硬盘等，通过计算机执行该程序以实现上述功能。例如，将程序存储在设备的存储器中，当通过处理器执行存储器中程序，即可实现上述全部或部分功能。另外，当上述实施方式中全部或部分功能通过计算机程序的方式实现时，该程序也可以存储在服务器、另一计算机、磁盘、光盘、闪存盘或移动硬盘等存储介质中，通过下载或复制保存到本地设备的存储器中，或对本地设备的***进行版本更新，当通过处理器执行存储器中的程序时，即可实现上述实施方式中全部或部分功能。

以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。

Claims

1.一种准峰值检波方法，其特征在于，包括：

将待检信号转换为数字信号；

依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波。

2.如权利要求1所述的准峰值检波方法，其特征在于，所述以正交混频方式将所述数字信号混频至零频信号，以获取第一混频信号I和第二混频信号Q，还包括：

3.如权利要求1所述的准峰值检波方法，其特征在于，所述预设带宽包括6dB带宽。

4.如权利要求1所述的准峰值检波方法，其特征在于，所述依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波，包括：

y(n)=b₀x(n)+b₁x(n-1)-a₁y(n-1)；

当所述充放电检波模型充电时：

b₀=b₁=(1+2τ_cha/T_s)^-1，a₁=(1-2τ_cha/T_s)/ (1+2τ_cha/T_s)，τ_cha是充电时间常数，T_s是与所述待检信号转换为数字信号的采样率相关的采样率参数；

当所述充放电检波模型放电时：

b₀=0，b₁=(1+2τ_dis/T_s)^-1，a₁=(1-2τ_dis/T_s)/ (1+2τ_dis/T_s)，τ_dis是放电时间常数，T_s是与所述待检信号转换为数字信号的采样率相关的采样率参数。

5.如权利要求4所述的准峰值检波方法，其特征在于，所述依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波，还包括：

当k1*y(n-1) ≤ x(n) 时，为第一充电模式；

6.如权利要求4所述的准峰值检波方法，其特征在于，所述依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波，还包括：

当x(n) < k1*y(n-1)时，为第一放电模式；

7.如权利要求4所述的准峰值检波方法，其特征在于，所述依据所述模值序列对所述待检信号进行准峰值检波，包括：

y₁(n)=c*x(n)+c*x(n-1)+d*y₁(n-1)；

y₂(n)=c*y₁(n)+c*y₁(n-1)+d*y₂(n-1)；

其中， x(n)是输入所述充放电检波模型的所述模值序列，y₁(n)是所述机械时间模型输出的输出序列，y₂(n)是将y₁(n)输入至所述机械时间模型获取的输出序列，c=K^(1/2)×(2×Tm×fs+1)^-1，d=(2×Tm×fs-1)×(2×Tm×fs+1)^-1，Tm是机械时间常数，fs是与所述待检信号转换为数字信号的采样率相关的采样率常数，K为机械时间模型的开环放大倍数。

8.一种准峰值检波器，其特征在于，包括：

A/D转换模块，用于将待检信号转换为数字信号；

9.如权利要求8所述的准峰值检波器，其特征在于，所述准峰值检波模块用于将所述模值序列输入至充放电检波模型中，所述充放电检波模型公式包括：

y(n)=b₀x(n)+b₁x(n-1)-a₁y(n-1)；

当所述充放电检波模型充电时：

当所述充放电检波模型放电时：