CN111416533B - 基于四端口***式的单相五电平整流器 - Google Patents

基于四端口***式的单相五电平整流器 Download PDF

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Abstract

基于四端口***式单相五电平整流器，包括交流电源ug、双耦合磁绕组N1、双耦合磁绕组N2、电容C1、电容C2、开关管Q1～Q3、二极管D1～D10、负载R。本发明基于四端口***式单相五电平整流器，融合双耦合磁绕组和五电平电路结构，仅采用三个开关管配合使用，将电平数抬升到五电平，在负载波动条件下，依然具有较好的电能质量。相比于传统三电平整流器具有谐波含量低，开关管电压应力小，功率密度大等优点。本发明适用于中小功率等级下高效、高可靠性的整流电路中。

Description

基于四端口***式的单相五电平整流器
技术领域
本发明属于交流-直流多电平变换器技术领域，具体涉及一种基于四端口***式的单相五电平整流器。
背景技术
在交流-直流变换技术领域中，传统的整流器，如二极管不控整流和晶闸管相控整流，虽然具有结构简单，控制容易实现的优点，但会在网侧注入大量谐波，使得电网的谐波污染较为严重，难以将谐波含量控制在现有的谐波标准范围内，可靠性与安全性较低。因此已逐渐退出了工业应用。
为解决以上问题，目前采用较多的方式为有源功率因数校正，即通过控制开关管等有源器件，让输入电流波形跟随输入电压波形。在传统三电平整流电路中，功率器件耐压值受到限制，为达到更好的滤波效果，需要采用体积较大的电感，在一定程度上增加成本，功率密度及效率降低，不适用于中高压大功率场合。因此，进一步研究电路拓扑结构并采取有效的控制方法，是解决以上问题的关键。
发明内容
针对传统三电平整流器存在谐波含量高、功率器件耐压值受限等问题。本发明对传统三电平整流电路的结构做改进，而提出一种基于四端口***式单相五电平整流器，将电平数抬升到五电平，工作效率进一步提高；相比于传统三电平整流器，本发明整流器具有谐波含量低、开关管电压应力小、功率密度大等优点，适用于中小功率等级下高效、高可靠性的整流电路中。
本发明采取的技术方案为：
基于四端口***式单相五电平整流器，包括：
双耦合磁绕组N1、双耦合磁绕组N2、电容C1、电容C2、开关管Q1～Q3、二极管D1～D10；
交流电源ug的一端、二极管D1的阴极、绕组N1的一端连接，构成端点c；
交流电源ug的另一端、二极管D2的阴极、绕组N2的一端连接，构成端点d；
绕组N1的另一端、二极管D3的阳极、开关管Q1的集电极连接，构成端点a；
绕组N2的另一端、二极管D4的阳极连接，构成端点b；
二极管D4的阴极、二极管D5的阳极、二极管D6的阴极连接，构成端点e；
二极管D3的阴极、二极管D7的阴极连接，构成端点f；
二极管D5的阴极、二极管D7的阳极、二极管D8的阴极、开关管Q3的集电极连接，构成端点g；
二极管D6的阳极、二极管D9的阳极、开关管Q3的发射极、开关管Q2的集电极连接，构成端点h；
二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D10的阴极、开关管Q1的发射极、开关管Q2的发射极连接，构成端点i；
电容C1的正极、负载R的一端连接，构成端点m，端点m连与端点f；
二极管D8的阳极、二极管D9的阴极、电容C1的负极、电容C2的正极连接，构成端点o；
二极管D10的阳极、电容C2的负极、负载R的另一端连接，构成端点n。
所述双耦合磁绕组N1包括绕组N11、绕组N12，绕组N11、N21采用共芯同向绕制，为电感L1；
双耦合磁绕组N2包括绕组N21、绕组N22；绕组N12、N22采用共芯反向绕制，为电感L2；
以上两组绕组其匝数完全相同，磁芯完全匹配，电感值相等。
该整流器中的端点e、端点f、端点i、端点o，构成四端口***式结构。
所述二极管D1、D2为普通二极管；二极管D1、D2使输出端与输入端建立联系，为回路电流一直提供低阻抗电流通路，衰减共模干扰。
D3～D10为快恢复二极管，其中，二极管D4、D10用作电压钳位，可以保证功率单向流通，提高电路工作可靠性。
所述电容C1、电容C2均为等值电解电容，用于平衡直流侧中点电位，具有稳压作用。
所述开关管Q1～Q3均为无体二极管的N沟道绝缘栅双极晶体管N-IGBT。
本发明一种基于四端口***式单相五电平整流器，技术效果如下：
(1)、相比于传统三电平整流器，本发明电路拓扑结构，融合耦合磁绕组和五电平电路结构，谐波含量降低，电感体积缩小，开关管电压应力减小一半；
(2)、本发明电路中由端点e、f、i、o构成四端口***式结构，既可实现电压钳位，也可做到功率的多向流通，该结构便于集成化，且具有较高的可靠性。
(3)、在同等功率等级下，本发明电路中仅采用三个无体二极管型N沟道绝缘栅双极晶体管N-IGBT，克服了电力场效应晶体管MOSFET中寄生体二极管对电路工作模态的影响，使得电流流通路径减少，具有损耗小、成本低的优势。
(4)、本发明所述电路融合双耦合磁绕组和五电平电路结构，仅采用三个开关管配合使用，将电平数抬升到五电平，在负载波动条件下，依然具有较好的电能质量。相比于传统三电平整流器，具有谐波含量低，开关管电压应力小，功率密度大等优点。本发明适用于中小功率等级下高效、高可靠性的整流电路中。
附图说明
图1为本发明一种基于四端口***式的单相五电平整流器拓扑结构电路图；
图2是本发明电路在电源电压正半周工作模态一电路图；
图3是本发明电路在电源电压正半周工作模态二电路图；
图4是本发明电路在电源电压正半周工作模态三电路图；
图5是本发明电路在电源电压负半周工作模态四电路图；
图6是本发明电路在电源电压负半周工作模态五电路图；
图7是本发明电路在电源电压负半周工作模态六电路图；
图8是本发明电路开关管Q1～Q3六种工作模态图；
图9是本发明电路开关管在四个电压区间转换的脉冲分配原理图；
图10(1)是本发明电路电压uab波形图；
图10(2)是本发明电路交流侧输入电压ug和电流ig波形图；
图10(3)是本发明电路直流输出电压udc波形图；
图11(1)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时电压uab波形图；
图11(2)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时交流侧输入电压ug和电流ig波形图；
图11(3)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时直流输出电压udc波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明电路做具体说明：
本发明电路详细实验参数如下：
交流电源ug输入电压为220V，电源频率50Hz，电感L1与L2感值均为1.5mH，电容C1、C2容值均为2200uF，负载R阻值为30Ω，直流侧输出电压400V，其中，开关频率10KHz。
图1为本发明一种基于四端口***式的单相五电平整流器拓扑结构图：
由交流电源ug、双耦合磁绕组N1与N2、电容C1与C2、开关管Q1～Q3、二极管D1～D10与负载R构成。
双耦合磁绕组N1包含绕组N11与N12；双耦合磁绕组包含绕组N21与N22；
图1中，基于四端口***式的单相五电平整流器中：
交流电源ug的一端、二极管D1的阴极、绕组N1的一端共同构成端点c；
交流电源ug的另一端、二极管D2的阴极、绕组N2的一端连接，构成端点d；
绕组N1的另一端、二极管D3的阳极、开关管Q1的集电极连接，构成端点a；
绕组N2的另一端、二极管D4的阳极连接，构成端点b；
二极管D4的阴极、二极管D5的阳极、二极管D6的阴极连接，构成端点e；
二极管D3的阴极、二极管D7的阴极连接，构成端点f；
二极管D5的阴极、二极管D7的阳极、二极管D8的阴极、开关管Q3的集电极连接，构成端点g；
二极管D6的阳极、二极管D9的阳极、开关管Q3的发射极、开关管Q2的集电极连接，构成端点h；
二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D10的阴极、开关管Q1的发射极、开关管Q2的发射极连接，构成端点i；
电容C1的正极、负载R的一端连接，构成端点m，端点m连接端点f；
二极管D8的阳极、二极管D9的阴极、电容C1的负极、电容C2的正极连接，构成端点o；
二极管D10的阳极、电容C2的负极、负载R的另一端连接，构成端点n。
电路中开关管Q1、Q2、Q3均为无体二极管的N沟道绝缘栅双极晶体管(N-IGBT)，通过控制其通断状态具有以下六种工作模态：
图2为工作模态一：交流电源ug工作于正半周期，开关管Q1、Q2、Q3全部关断。此时因直流输出电压udc>|ug|，电网输入侧电压频率远小于开关管工作频率，所以绕组电流ig线性减小，电容C1、C2处于充电状态，充电电流为i1-idc，电压uab＝+udc。
图3为工作模态二：交流电源ug工作于正半周期，开关管Q2、Q3导通，Q1关断。此时电容C1充电，充电电流为i1-idc，绕组N1电压为|ug|-u1，若|ug|>u1，则绕组电流ig线性增加，反之则线性减小，电容C2放电提供负载电流idc，电压uab＝+udc/2。
图4为工作模态三：交流电源ug工作于正半周期，开关管Q1导通，Q2、Q3关断。此时交流电源ug向储能绕组N1充电，绕组电流ig呈线性上升状态，同时电容C1与C2给负载R供电，电压uab＝0。
图5为工作模态四：交流电源ug工作于负半周期，开关管Q1关断，Q2、Q3导通。此时交流电源ug向储能绕组N2充电，绕组电流ig线性上升，同时电容C1、C2给负载R供电，电压uab＝0。
图6为工作模态五：交流电源ug工作于负半周期，开关管Q1、Q2关断，Q3导通。此时，电容C2充电，充电电流是io-idc，绕组N2上电压为|ug|-u2，若|ug|>u2，则绕组电流ig线性增加，反之则线性减小，电容C1给负载R供电，电压uab＝-udc/2。
图7为工作模态六：交流电源ug工作于负半周期，开关管Q1、Q2、Q3全部关断。此时因直流输出电压udc>|ug|，绕组电流ig线性减小，电容C1、C2充电，充电电流为i1-idc，电压uab＝-udc。
图8为本发明电路中开关管Q1～Q3六种工作模态图：当ug>0时电路工作于正半周期，ug<0时电路工作于负半周期，节点a与b间电压uab共有五种电平状态：0、+udc/2、-udc/2、+udc、-udc。电路参数变化如图所示，其中1和0分别表示开关管的导通与关断。
图9为本发明电路在PWM控制下的开关管脉冲分配图：
根据电压等级可将五种电平状态划分为四个电压区间，即：
区间一(+udc/2<ug<+udc)、区间二(0<ug<+udc/2)、区间三(-udc/2<ug<0)、区间四(-udc<ug<-udc/2)，在任意两个电平转换期间，各开关管之间通过相互配合，不断切换其开关状态来实现五电平。
图10(1)为本发明电路中电压uab波形图：图10(1)中所示波形为五电平，具有四个上下幅度相等的电压区间，这是由于两个电容等值，具有平衡电压的作用，开关管电压应力也相应减少50％，进一步验证本发明电路具有实现五电平电路的功能。
图10(2)为本发明电路交流输入侧电压ug和电流ig波形图：从图10(2)中可以看出，网侧输入电流ig经过功率因数校正已跟随输入电压ug波形正弦化，相比于传统三电平整流电路，谐波含量大大降低，电能转换效率进一步提高。
图10(3)为本发明电路直流输出侧电压udc波形图：图10(3)中所示直流侧输出电压在0.05s时就可稳定于400V，动态调节性能好。
图11(1)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时电压uab波形图：当电路在0.2s时将负载减半，0.3s时负载恢复原值，如图11(1)所示，电压uab波形无明显变化，说明本发明电路工作可靠性高。
图11(2)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时交流侧输入电压ug和电流ig波形图：当负载在0.2s～0.3s时发生变化，网侧输入电流ig与电压ug仍保持同相位，具有较好的电能质量。
图11(3)是本发明电路在0.2～0.3s时负载增减50％时直流输出电压udc波形图：如图11(3)所示，负载在0.2s～0.3s时发生变化，其输出电压仍维持在400V左右，电路保持稳定直流输出，具有较为稳定的升压整流功能。

Claims (6)

1.基于四端口***式单相五电平整流器，其特征在于包括：
双耦合磁绕组N1、双耦合磁绕组N2、电容C1、电容C2、开关管Q1～Q3、二极管D1～D10；
交流电源ug的一端、二极管D1的阴极、绕组N1的一端连接，构成端点c；
交流电源ug的另一端、二极管D2的阴极、绕组N2的一端连接，构成端点d；
绕组N1的另一端、二极管D3的阳极、开关管Q1的集电极连接，构成端点a；
绕组N2的另一端、二极管D4的阳极连接，构成端点b；
二极管D4的阴极、二极管D5的阳极、二极管D6的阴极连接，构成端点e；
二极管D3的阴极、二极管D7的阴极连接，构成端点f；
二极管D5的阴极、二极管D7的阳极、二极管D8的阴极、开关管Q3的集电极连接，构成端点g；
二极管D6的阳极、二极管D9的阳极、开关管Q3的发射极、开关管Q2的集电极连接，构成端点h；
二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D10的阴极、开关管Q1的发射极、开关管Q2的发射极连接，构成端点i；
电容C1的正极、负载R的一端连接，构成端点m，端点m连与端点f；
二极管D8的阳极、二极管D9的阴极、电容C1的负极、电容C2的正极连接，构成端点o；
二极管D10的阳极、电容C2的负极、负载R的另一端连接，构成端点n；
该整流器中的端点e、端点f、端点i、端点o，构成四端口***式结构。
2.根据权利要求1所述基于四端口***式单相五电平整流器，其特征在于：所述双耦合磁绕组N1包括绕组N11、绕组N12，绕组N11、N21采用共芯同向绕制，为电感L1；
双耦合磁绕组N2包括绕组N21、绕组N22；绕组N12、N22采用共芯反向绕制，为电感L2；
以上两组绕组其匝数完全相同，磁芯完全匹配，电感值相等。
3.根据权利要求1所述基于四端口***式单相五电平整流器，其特征在于：所述二极管D1、D2为普通二极管；D3～D10为快恢复二极管，其中，二极管D4、D10用作电压钳位。
4.根据权利要求1所述基于四端口***式单相五电平整流器，其特征在于：所述电容C1、电容C2均为等值电解电容，用于平衡直流侧中点电位。
5.根据权利要求1所述基于四端口***式单相五电平整流器，其特征在于：所述开关管Q1～Q3均为无体二极管的N沟道绝缘栅双极晶体管N-IGBT。
6.如权利要求1～5任意一项所述的基于四端口***式单相五电平整流器，其特征在于：
通过控制电路中开关管Q1、Q2、Q3的通断状态，电路有以下六种工作模态：
工作模态一：交流电源ug工作于正半周期，开关管Q1、Q2、Q3全部关断，此时因直流输出电压udc>|ug|，电网输入侧电压频率远小于开关管工作频率，所以绕组电流ig线性减小，电容C1、C2处于充电状态，充电电流为i1-idc，电压uab＝+udc；
工作模态二：交流电源ug工作于正半周期，开关管Q2、Q3导通，Q1关断，此时电容C1充电，充电电流为i1-idc，双耦合磁绕组N1电压为|ug|-u1，若|ug|>u1，则绕组电流ig线性增加，反之则线性减小，电容C2放电提供负载电流idc，电压uab＝+udc/2；
工作模态三：交流电源ug工作于正半周期，开关管Q1导通，Q2、Q3关断，此时交流电源ug向双耦合磁绕组N1充电，绕组电流ig呈线性上升状态，同时电容C1与C2给负载R供电，电压uab＝0；
工作模态四：交流电源ug工作于负半周期，开关管Q1关断，Q2、Q3导通，此时交流电源ug向双耦合磁绕组N2充电，绕组电流ig线性上升，同时电容C1、C2给负载R供电，电压uab＝0；
工作模态五：交流电源ug工作于负半周期，开关管Q1、Q2关断，Q3导通，此时，电容C2充电，充电电流是io-idc，双耦合磁绕组N2上电压为|ug|-u2，若|ug|>u2，则绕组电流ig线性增加，反之则线性减小，电容C1给负载R供电，电压uab＝-udc/2；
工作模态六：交流电源ug工作于负半周期，开关管Q1、Q2、Q3全部关断，此时因直流输出电压udc>|ug|，绕组电流ig线性减小，电容C1、C2充电，充电电流为i1-idc，电压uab＝-udc。
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