CN111355392B - Llc谐振变换器的自适应同步整流控制***及方法 - Google Patents

Llc谐振变换器的自适应同步整流控制***及方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***及方法，所述***包括：采样电路，输入端连接同步整流管的漏极，用于采集所述同步整流管的漏极电压；比较器，输入端连接所述采样电路的输出端，用于将输入的所述漏极电压与预设电压阈值进行比较，并输出比较结果；控制单元，与所述比较器和同步整流管的栅极连接，用于控制所述同步整流管在一个工作周期内的导通时长。本发明能够对同步整流管的漏端电压大小进行一个直接的判断，从而得出同步整流管是否处于最佳关断状态，并据此对同步整流管进行关断控制，调整至合适的关断点。该方法采用自适应同步整流算法，能根据原边开关管开关频率的变化趋势，实现同步整流管导通时间长短的自适应控制。

Description

LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***及方法
技术领域
本发明涉及同步整流技术，特别是涉及一种LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***及方法。
背景技术
LLC谐振变换器作为一种优秀的拓扑，如今已经成为一种被人们认可与广泛使用的电源拓扑。LLC谐振变换器由于可以在宽负载范围内实现原边功率管的零电压开启和副边整流二极管零电流关断，因此相对于硬开关拓扑，具有工作效率更高，开关频率更高的特点。
但是当LLC谐振变换器工作在重载情况下时，由于副边整流二极管存在导通压降，流过较大的电流导致通过整流二极管后能量损失较大，降低了LLC谐振变换器的工作效率。为解决上述问题，提出同步整流管方法，利用功率管导通电阻较小的特点，通过用功率管代替二极管的方式，在重载情况下工作时，大大提高LLC谐振变换器的工作效率。
在LLC谐振变换器中，同步整流管的开启点基本和原边相对应的功率管相同，而同步整流管关断点的早晚会影响整体***的工作效率和特性。当同步整流管关断早于最佳关断点，电流会经同步整流管的体二极管流过，增大同步整流管的损耗；当同步整流管关断晚于最佳关断点，副边电流会对LLC谐振变换器原边谐振槽的工作状态产生影响，引起谐振电流的畸变。现有技术中，缺少一种可以很好解决上述问题的同步整流管的控制方式。
发明内容
基于此，有必要提供一种适合LLC谐振变换器的同步整流管的控制***及方法。
一种LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，用于对带有同步整流管的半桥LLC谐振变换器中的同步整流管进行关断控制，所述***包括：采样电路，输入端连接所述同步整流管的漏极，用于采集所述同步整流管的漏极电压；比较器，输入端连接所述采样电路的输出端，用于将输入的所述漏极电压与预设电压阈值进行比较，并输出比较结果；控制单元，与所述比较器和同步整流管的栅极连接，用于控制所述同步整流管在一个工作周期内的导通时长，还用于在所述漏极电压小于预设电压阈值时，将所述同步整流管在下个工作周期的导通时长设置为与当前工作周期的导通时长相等；所述控制单元还用于获取所述半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率的变化趋势，在所述半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率处于减小趋势时增大所述同步整流管在下个工作周期的导通时长，在所述半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率处于增大趋势时减小所述同步整流管在下个工作周期的导通时长。
在其中一个实施例中，还包括栅驱动器，所述栅驱动器的输入端连接所述控制单元的输出端，所述栅驱动器的输出端连接所述同步整流管的栅极，所述控制单元是通过所述栅驱动器控制所述同步整流管在一个工作周期内的导通时长。
在其中一个实施例中，还包括PWM定时器，所述PWM定时器的输入端连接所述控制单元的输出端，所述PWM定时器的输出端连接所述同步整流管的栅极，所述控制单元通过调节所述PWM定时器输出的PWM信号的占空比来控制所述同步整流管在一个工作周期内的导通时长。
在其中一个实施例中，所述***包括集成有所述比较器、控制单元及PWM定时器的MCU。
在其中一个实施例中，所述比较器的反相输入端连接所述采样电路的输出端，所述比较器的同相输入端连接所述控制单元的电压设定端，所述控制单元还用于设置所述预设电压阈值。
在其中一个实施例中，所述采样电路具有绝对值取值功能，将输出给所述比较器的漏极电压设置成正电位。
在其中一个实施例中，所述增大的导通时长和减小的导通时长的绝对值相等。
一种LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法，用于对带有同步整流管的半桥LLC谐振变换器中的同步整流管进行关断控制，所述方法包括：步骤A，在同步整流管关断时获取所述同步整流管的漏极电压；步骤B，若所述漏极电压小于预设电压阈值，则将所述同步整流管在下个工作周期的导通时长设置为与当前工作周期的导通时长相等；步骤C，若所述漏极电压大于或等于所述预设电压阈值，则获取所述半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率变化趋势；步骤D，在所述开关频率处于减小趋势时增大所述同步整流管在下个工作周期的导通时长，并在下个工作周期时返回步骤A；在所述开关频率处于增大趋势时减小所述同步整流管在下个工作周期的导通时长，并在下个工作周期时返回步骤A。
在其中一个实施例中，若所述开关频率维持稳定，则步骤B后等待预设时长再返回步骤A，所述预设时长大于所述工作周期。
在其中一个实施例中，所述步骤D每次增大的导通时长和减小的导通时长的绝对值相等。
上述LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***及方法，能够对同步整流管的漏端电压大小进行一个直接的判断，从而得出同步整流管是否处于最佳关断状态，并据此对同步整流管进行关断控制，调整至合适的关断点。该方法采用自适应同步整流算法，能根据原边开关管开关频率的变化趋势，实现同步整流管导通时间长短的自适应控制。并且每个周期只用进行最多一次判断，简化了自适应同步整流***的实现难度。
附图说明
为了更好地描述和说明这里公开的那些发明的实施例和/或示例，可以参考一幅或多幅附图。用于描述附图的附加细节或示例不应当被认为是对所公开的发明、目前描述的实施例和/或示例以及目前理解的这些发明的最佳模式中的任何一者的范围的限制。
图1是一种带有同步整流管的半桥LLC谐振变换器的电路拓扑图；
图2是一实施例中LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***的原理框图；
图3是一实施例中LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法的流程图；
图4是在原边侧开关管的开关频率减小时采用图3所示的方法对图1所示的电路进行控制的波形图；
图5是在原边侧开关管的开关频率增大时采用图3所示的方法对图1所示的电路进行控制的波形图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
图1是一种带有同步整流管的半桥LLC谐振变换器的电路拓扑图，同步整流LLC谐振变换器电路拓扑包括：变压器原边绕组NP，变压器副边第一绕组NS1，变压器副边第二绕组NS1；变压器原边侧的功率管M1、M2；谐振槽，包括谐振电容Cr，谐振电感Lr和励磁电感Lm；变压器副边侧的同步整流管M3、M4，输出电容CO等。其中，变压器原边侧的二极管D1、D2分别为功率管M1、M2的寄生二极管，电容C1、C2分别为M1、M2的寄生电容；变压器副边侧的D3、D4分别为同步整流管M3、M4的寄生二极管，C3、C4分别为同步整流管M3、M4的寄生电容。电源VIN为变压器原边侧提供输入电源，LLC谐振变换器的输出端的输出电压为VO，输出电流为IO，负载的等效电阻为R。
本申请的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法用于对带有同步整流管的半桥LLC谐振变换器中的同步整流管进行关断控制，对于图1所示的电路即是对同步整流管M3、M4进行关断控制，同步整流管M3和M4的控制方法是相同的，以下结合图3对一实施例中LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法进行介绍。
当LLC谐振变换器的输入/输出等参数变化时，变压器副边侧的同步整流管的最佳关断点也会产生变化。本发明的发明思路在于当同步整流管的最佳关断点产生变化时，对同步整流管的关断时间也进行相应的调整。参见图3，一实施例中LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法包括下列步骤：
S310，在同步整流管关断时获取同步整流管的漏极电压。
在一个实施例中，可以设置采样电路对同步整流管的漏极电压进行采样。由于同步整流管当前工作周期的导通时间是已知的(由本发明的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法在前面的工作周期得到)，因此可以根据当前工作周期的导通时间判断同步整流管关断的时刻。
S320，若漏极电压小于预设电压阈值，则将同步整流管在下个工作周期的导通时长设置为与当前工作周期的导通时长相等。
若获取到的同步整流管的漏极电压VSR小于预设电压阈值VH，说明该工作周期的同步整流管关断时处于低电平关断，当前工作周期的同步整流管关断时间为合适的关断时间，因此下一工作周期保持同步整流管的导通时长不变。
若获取到的同步整流管的漏极电压VSR大于或等于预设电压阈值VH，说明该工作周期的同步整流管关断时处于高电平关断，需要对同步整流管的关断进行调整。在本实施例中，通过获取半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率变化趋势，来判断同步整流管的关断是早于还是晚于最佳关断点。当所述开关管的开关频率处于增大趋势时，进入步骤S330；而当开关频率处于减小趋势时，进入步骤S340。
S330，减小同步整流管在下个工作周期的导通时长。
本实施例中，在所述开关管的开关频率处于增大趋势时，将同步整流管下个工作周期的导通时间减少Δt，并返回步骤S310，等待下个工作周期时执行一遍上述动作。即，若接下来每个周期测得的VSR>VH，则同步整流管的下个工作周期的导通时间继续减少Δt……直到通过一个或多个周期的调节后测得VSR<VH，将同步整流管的关断时间调节至合适。
S340，增大同步整流管在下个工作周期的导通时长。
本实施例中，在所述开关管的开关频率处于减小趋势时，将同步整流管下个工作周期的导通时间延长Δt，并返回步骤S310，等待下个工作周期时执行一遍上述动作。即，若接下来每个周期测得的VSR>VH，则同步整流管的下个工作周期的导通时间继续延长Δt……直到通过一个或多个周期的调节后测得VSR<VH，将同步整流管的关断时间调节至合适。
可以理解的，在一个实施例中，步骤S330每次减少的Δt和步骤S340每次延长的Δt是相等的。Δt的具体取值可以由本领域技术人员根据经验设置。
上述LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法，能够对同步整流管的漏端电压大小进行一个直接的判断，从而得出同步整流管是否处于最佳关断状态，并据此对同步整流管进行关断控制，调整至合适的关断点。该方法采用自适应同步整流算法，能根据原边开关管开关频率的变化趋势，实现同步整流管导通时间长短的自适应控制。并且每个周期只用进行一次判断，简化了自适应同步整流***的实现难度。
在步骤S320之后，同步整流管关断时间是合适的，此时如果***处于稳定状态，则应保持当前的关断时间。因此，在一个实施例中，若LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率维持稳定，则步骤S320后等待预设时长再返回步骤S310，在该预设时长内同步整流管的导通时间就不需要进行调整，以节省***资源。可以理解的，该预设时长可以显著地大于同步整流管的工作周期。
本发明还提供一种LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，用于对带有同步整流管的半桥LLC谐振变换器中的同步整流管进行关断控制。图2是一实施例中LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***的原理框图，LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***100(下文简称为控制***100)包括采样电路10、比较器20及控制单元30。
采样电路10的输入端连接同步整流管M4的漏极，用于采集同步整流管M4的漏极电压VSR。可以理解的，同步整流管M3同样连接一个相同的控制***100进行控制(图2中未示)，以下以同步整流管M4连接的控制***100为例进行具体说明。
比较器20的输入端连接采样电路30的输出端，用于将采样电路30输入的漏极电压与预设电压阈值进行比较，并输出比较结果。
控制单元30与比较器20和同步整流管M4的栅极连接，用于控制同步整流管M4在一个工作周期内的导通时长，还用于在漏极电压VSR小于预设电压阈值VH时，将同步整流管在下个工作周期的导通时长设置为与当前工作周期的导通时长相等。控制单元30还用于获取半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管(例如图1中的功率管M1和功率管M2)的开关频率的变化趋势，在所述开关频率处于减小趋势时增大同步整流管M4在下个工作周期的导通时长，在所述开关频率处于增大趋势时减小同步整流管M4在下个工作周期的导通时长。
上述LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，能够对同步整流管的漏端电压大小进行一个直接的判断，从而得出同步整流管是否处于最佳关断状态，并据此对同步整流管进行关断控制，调整至合适的关断点。该方法采用自适应同步整流算法，能根据原边开关管开关频率的变化趋势，实现同步整流管导通时间长短的自适应控制。并且每个周期只用进行一次判断，简化了自适应同步整流***的实现难度。
在一个实施例中，控制***100还包括栅驱动器50。栅驱动器50的输入端连接控制单元30的输出端，栅驱动器50的输出端连接同步整流管M4的栅极。控制单元30通过栅驱动器50控制同步整流管M4在一个工作周期内的导通时长。
在一个实施例中，控制***100具体可以采用MCU(Microcontroller Unit,微控制器)来实现。在一个实施例中，MCU可以集成有控制单元30和比较器20。利用MCU实现数字化控制，电路结构简单，无需外接复杂电路，减少了因回路的寄生参数引起的寄生效应。
在图2所示的实施例中，LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***100还包括PWM定时器40。PWM定时器40的输入端连接控制单元30的输出端，PWM定时器40的输出端连接栅驱动器50，控制单元30通过调节PWM定时器输出的PWM信号的占空比来控制同步整流管M4在一个工作周期内的导通时长。在其他实施例中，控制***100也可以包括PWM定时器40但不设置栅驱动器50。
在一个实施例中，控制***100的MCU也可以集成有PWM定时器40。
在图2所示的实施例中，比较器20的反相输入端连接采样电路10的输出端，比较器20的同相输入端连接控制单元30的电压设定端。控制单元30还用于设置提供给比较器20的同相输入端的预设电压阈值VH。
在一个实施例中，在LLC变换器输出电流IO变化时，根据原边开关管的频率fSW的变化趋势确定副边同步整流管M4的导通时间的调节方向。当原边开关频率fSW增加时，副边同步整流管M4的导通时间应相应减少；当原边开关频率fSW减小时，副边同步整流管M4的导通时间应相应增加。
以下通过一个实施例介绍控制***100的工作原理，请一并参见图3：
首先判断同步整流管M4是否关断，成立则采样电路10开始工作，否则回到判断。当在同步整流管M4关断条件下，采样电路10从LLC变换器副边的同步整流管M4漏端采集到整流管关断时的电压信号VSR，传递给MCU，通过MCU内部的比较器20，将VSR与MCU比较器的设定的高电平VH进行比较和逻辑判断。若VSR<VH成立，则同步整流管M4为低电平关断，控制流程结束；若VSR<VH不成立，则同步整流管M4处于高电平关断，根据原边功率管开关频率fSW的变化，来调整下个周期的同步整流管M4导通时间。若fSW增大成立，则下个周期同步整流管M4导通时间减小Δt，若不成立，即fSW减少，则下个周期同步整流管M4导通时间增加Δt，返回采样电路10工作步骤，重复上述步骤。
在一个实施例中，控制***100的控制过程如下：在每个工作周期的同步整流管M4关断状态的检测时间段内，由检测到的原边开关管的开关频率fSW的变化趋势，对LLC变换器当前周期副边同步整流管M4关断后的状态进行检测和逻辑判断，在LLC变换器副边同步整流管M4关断周期的时间内，采样电路10开始工作，采样电路10将采集的同步整流管M4漏端电压VSR传递到比较器20反相输入端与控制单元30设定的阈值电压VH作比较，进行逻辑判断判别，并根据检测结果对下一个工作周期内同步整流管M4的导通时间进行控制，具体过程如下：
(1)当原边开关频率fSW减少时，副边同步整流管M4的导通时间应相应增加，参见图4。
若VSR1<VH，比较器输出为1，则当前周期的同步整流管M4关断时间即为合适的关断时间；其中，VSR1表示第一个周期的同步整流管M4漏端电压。
若VSR1>VH，比较器输出为0，控制单元30会在下个周期增加一个高电平时间Δt，延长下个周期的同步整流管M4导通时间，采样电路10采集第二个周期的同步整流管M4漏端电压VSR2，传递到比较器20的反相输入端与控制单元30设定的阈值电压VH作比较；
若接下来每个周期测得的VSR>VH，比较器20输出为0，则下个周期继续增加一个高电平时间Δt；
直到当前周期测得的VSR<VH时，比较器20输出为1，该周期的同步整流管M4关断时处于低电平关断。
(2)当原边开关频率fSW增加时，副边同步整流管M4的导通时间应减少，参见图5。
若VSR1<VH，比较器输出为1，则该周期的SR关断时处于低电平关断；
若VSR1>VH，比较器输出为0，则在下个周期减少一个高电平时间Δt，缩短下个周期的同步整流管M4导通时间，采样电路10采集到的下个周期的同步整流管M4漏端电压VSR2，传递到比较器20的反相输入端与控制单元30设定的阈值电压VH作比较；
若接下来每个周期测得的VSR>VH，比较器20输出为0，则下个周期继续减少一个高电平时间Δt；
直到当前周期测得的VSR<VH，比较器20输出为1，则该周期的同步整流管M4关断时处于低电平关断。
根据LLC变换器原边开关管的开关频率fSW的变化趋势来指导副边同步整流管M4导通时间调整趋势，对LLC谐振变换器同步整流管M4的漏源电压VSR值进行采样时，利用MCU内部的比较器20进行0或1输出。在每一个开关周期内通过控制单元30改变副边同步整流管M4导通的时间长度，从而使副边同步整流管M4能在低电压电平时关断。这样就能通过几个工作周期的调整，使LLC变换器副边同步整流管M4能够在低电压点关断，实现自适应的同步整流的功能。图2所示实施例相对于采集同步整流管上通过的电流大小来判断关断时刻的状态的方式，不需要通过检测电阻进行电流采样，在电路损耗上有优势；相对于通过采集同步整流管的漏源电压VDS，通过电压大小与同步整流管开通阈值的比较来确定同步整流管的体二极管是否导通，从而控制同步整流管的开通与关断时间的方式，由于该方式的同步整流管的体二极管会在导通或关断的状态下切换，而导通的体二极管会增大损耗，因此图2所示实施例同样在电路损耗上有优势；相对于检测同步整流管关断后其体二极管的导通时间的长短，判断调整下个周期的同步整流管导通时间的方式，该方式当***工作在高频时，增加的电路的寄生参数的影响不可忽略，由于寄生参数产生的电路震荡会影响MCU的采样结果，因此必须要考虑电路的抗噪声能力的设计，而图2所示实施例电路结构简单，无需外接复杂电路，利用MCU实现所需功能，减少了因回路的寄生参数引起的寄生效应。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，用于对带有同步整流管的半桥LLC谐振变换器中的同步整流管进行关断控制，其特征在于，所述***包括：
采样电路，输入端连接所述同步整流管的漏极，用于采集所述同步整流管的漏极电压；
比较器，输入端连接所述采样电路的输出端，用于将输入的所述漏极电压与预设电压阈值进行比较，并输出比较结果；
控制单元，与所述比较器和同步整流管的栅极连接，用于控制所述同步整流管在一个工作周期内的导通时长，还用于在所述同步整流管关断且所述漏极电压小于预设电压阈值时，将所述同步整流管在下个工作周期的导通时长设置为与当前工作周期的导通时长相等；所述控制单元还用于在所述同步整流管关断且所述漏极电压大于或等于所述预设电压阈值时获取所述半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率的变化趋势，在所述半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率处于减小趋势时增大所述同步整流管在下个工作周期的导通时长，在所述半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率处于增大趋势时减小所述同步整流管在下个工作周期的导通时长。
2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于，还包括栅驱动器，所述栅驱动器的输入端连接所述控制单元的输出端，所述栅驱动器的输出端连接所述同步整流管的栅极，所述控制单元是通过所述栅驱动器控制所述同步整流管在一个工作周期内的导通时长。
3.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于，还包括PWM定时器，所述PWM定时器的输入端连接所述控制单元的输出端，所述PWM定时器的输出端连接所述同步整流管的栅极，所述控制单元通过调节所述PWM定时器输出的PWM信号的占空比来控制所述同步整流管在一个工作周期内的导通时长。
4.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于，包括集成有所述比较器、控制单元及PWM定时器的MCU。
5.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于，所述比较器的反相输入端连接所述采样电路的输出端，所述比较器的同相输入端连接所述控制单元的电压设定端，所述控制单元还用于设置所述预设电压阈值。
6.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于，所述采样电路具有绝对值取值功能，将输出给所述比较器的漏极电压设置成正电位。
7.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于，所述增大的导通时长和减小的导通时长的绝对值相等。
8.一种LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法，用于对带有同步整流管的半桥LLC谐振变换器中的同步整流管进行关断控制，其特征在于，所述方法包括：
步骤A，在同步整流管关断时获取所述同步整流管的漏极电压；
步骤B，若所述漏极电压小于预设电压阈值，则将所述同步整流管在下个工作周期的导通时长设置为与当前工作周期的导通时长相等；
步骤C，若所述漏极电压大于或等于所述预设电压阈值，则获取所述半桥LLC谐振变换器原边侧的半桥的开关管的开关频率变化趋势；
步骤D，在所述开关频率处于减小趋势时增大所述同步整流管在下个工作周期的导通时长，并在下个工作周期时返回步骤A；在所述开关频率处于增大趋势时减小所述同步整流管在下个工作周期的导通时长，并在下个工作周期时返回步骤A。
9.根据权利要求8所述的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法，其特征在于，若所述开关频率维持稳定，则步骤B后等待预设时长再返回步骤A，所述预设时长大于所述工作周期。
10.根据权利要求8所述的LLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法，其特征在于，所述步骤D每次增大的导通时长和减小的导通时长的绝对值相等。
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