CN111276811A

CN111276811A - 一种具有紧凑模式多样性的mimo天线

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Publication number: CN111276811A
Application number: CN202010182217.4A
Authority: CN
Inventors: 杨明; 周金芝
Original assignee: Bozhou University
Current assignee: Bozhou University
Priority date: 2020-03-16
Filing date: 2020-03-16
Publication date: 2020-06-12

Abstract

本发明为一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，通过四个单极子天线元件正交放置在基板的角落。在基板的上表面印刷由圆形贴片和逆时针放置的四个L形分支构成的去耦结构，以减少天线单元之间的耦合。由于通过与单极子天线耦合获得的圆形寄生贴片上的表面电流，MIMO天线呈现出低频的全向辐射和高频的定向辐射特性，该天线尺寸为30 mm×30 mm的。测量结果表明，在4.58 GHz至6.12 GHz范围内，重叠带宽（S₁₁≤‑10 dB）为28.8％，增益大于4.02 dBi。此外，模式分集的测量结果与仿真结果基本一致，并且测量的隔离度高达15.4 dB，这表明所提出的天线可以应用于WLAN/5G/WiFi无线通信。

Description

一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线

技术领域

本发明涉及到通信技术领域，具体涉及到一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线。

背景技术

在带宽资源有限和对高速数据的需求不断增加的现实中，提出了一种增加发射天线的方法，以改善空间自由度，***性能和频带利用率。实施弱分集增益或空间多路复用方案以消除多径衰落带来的负面影响的MIMO***意味着同时使用两个或更多天线进行传输以及通过无线信道进行接收。 IEEE 802.11n和IEEE 802.11ac无线局域网（WLAN）标准[1]包含MIMO天线技术。这些WLAN标准可以为每个用户或4.9-5.725 GHz的移动台最多支持2.4-2.5 GHz（802.11n）的两个天线单元和最多四个天线单元和四个数据流。同时，与当前的4G***相比，第五代（5G）通信技术可以提供许多优势，例如更高的传输速率和更小的延迟。 MIMO技术已被用来显着增加无线通信***的信道容量。在MIMO阵列中设置的天线元件越多，将实现越高的信道容量。先前已经研究了具有各种特性的多种类型的MIMO天线，例如双频，圆极化，高隔离度，紧凑的尺寸，以满足WLAN，5G和WiFi的要求。

对于诸如智能手机和平板电脑之类的小型设备，MIMO天线设计的一个独特挑战是将天线以紧凑的尺寸嵌入设备内部，同时保持足够低的隔离度或相互耦合。近来，为了满足高速率和大数据传输容量的需求，提出并研究了各种MIMO天线阵列和去耦结构。例如在X.M. Yang，X。G. Liu，X。Y. Zhou和T. J. Cui发表的<使用波导超材料减少紧密堆积的贴片天线之间的相互耦合>中引入了波导超材料（WG-MTM）以获得磁共振特征和带隙特性，测量结果表明，天线的互耦在10 dB带宽中，天线的隔离度至少降低了6 dB带宽。在《IEEE Trans天线传播》2014年3月发表的“混合分形平面单极子天线，覆盖多频带无线通信，采用MIMO实现，用于手持移动设备”中，在接地平面的顶部***一个T形条和一个矩形槽，以改善天线之间的阻抗匹配和隔离。在文献IEEE天线无线传播发表的“减少用于5G手机应用的自隔离MIMO天线***的尺寸”中提出了一种具有自隔离特性和紧凑尺寸的天线元件，其中分别设计了一个T形馈电元件，一个倒U形辐射元件和两个附加的垂直短截线，以实现隔离优于19.1分贝。同时，在《IEEE Trans》天线传播发表的“具有紧密排列的正交模式的紧凑型5GMIMO手机天线”中还提出了正交模式方法来减轻紧密排列的线对之间的相互耦合，然后，隔离性能（优于20 dB）意味着4×4 MIMO***可以成为5G应用的候选者。在IEEE发表的“适用于5G智能手机应用的八元素双极化MIMO缝隙天线***”中，引入了一对圆环/开放式寄生结构和极化分集技术来获得高隔离度和双极化的特性。

但是，随着手持设备集成度的不断提高，用于安装天线的空间也在不断缩小。因此，迫切需要研究一种具有偏振分集，图案分集，带宽扩展，强去耦和双频特性的独特去耦结构。然后，具有更高隔离度，图案多样性和宽带性的小型天线可以满足无线通信的需求。

发明内容

因此，为了克服上述问题，本发明提供一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，包括MIMO天线由四个单极子天线元件正交放置在基板的角落，基板的上表面印刷由圆形贴片和四个L形分支组成的去耦结构，以减少天线元件之间的耦合，圆形寄生贴片与四个L形分支一起逆时针放置在MIMO天线的中心。

优选的，基板的上表面正交放置印刷电路板厚度为0.8毫米，介电常数为4.4，切线损耗为0.02四个平面单极子天线，所述基本背面正交放置四个矩形接地平面。

优选的，MIMO天线占用的体积仅为30×30×0.8 mm³。

优选的，圆形寄生贴片上有寄生单元,在5.0 GHz和5.5 GHz下运行时所述寄生单元的表面电流强度比平面单极子天线的表面电流强度稍弱，因此在加载寄生单元之后，平面单极子天线之间的耦合逐渐在高频下增加，但在低频下耦合下降很多，在6.0 GHz运行时，寄生单元上的耦合电流都大于平面单极子天线上的表面电流，弥补低隔离度的缺点。

优选的，分别工作在5.0 GHz、5.5 GHz和6.0 GHz时，所述寄生单元上的表面电流和去耦结构上的电流分布相同，且取决于去耦结构上的表面电流。

优选的，在6.0 GHz的情况下电流路径长度CPL1和CPL 2的长度，等于环形金属带的周长的一半，根据优化参数可以得到以下公式：

优选的，MIMO天线具有出色的宽带，高隔离度和多样的模式，且没有解耦结构的MIMO天线在整个频段上保持全向辐射，在5.0 GHz处表现出准全向特性，在5.5 GHz和6.0 GHz获得具有更高的前后比率的定向辐射。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

本发明提供的一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线与现有技术中的去耦结构不同，设计了一种新颖的去耦结构，该结构由圆形寄生贴片和四个旋转的L形分支组成，旨在改善天线元件之间的隔离。由于表面电流通过与平面单极子天线耦合获得的去耦结构。不仅扩大了阻抗带宽S₁₁≤-10 dB，而且还获得方向图的多样性。测量结果表明，本发明设计的天线工作在4.58 GHz至6.12 GHz范围内，峰值增益为4.35 dBi，隔离度保持在-15.4 dB以下。具有体积小多模式辐射效率高的优点，其效率也超过75%，这可能是应用在WLAN（4.9-5.725GHz）/5G（4.8-5.0 GHz）/WiFi（5.15-5.85 GHz）最合适的选择。

附图说明

图1为本发明的提出的4×4 MIMO天线的几何形状，（a）顶视图；（b）底视图；（c）3-D视图；

图2为本发明的MIMO天线的演进过程中得出的三种形式；

图3为本发明的仿真结果中三种不同天线的比较（a）S₁₁；（b）S₂₁；

图4为本发明的三个天线在5.0 GHz，5.5 GHz和6.0 GHz的表面电流分布图；

图5为本发明在6.0 GHz处的两个天线的表面电流路径图（a）Ant 2;（b）Ant 3；

图6为本发明在5.0 GHz、5.5 GHz和6.0 GHz中的模拟3-D辐射方向图（a）Ant 1;（b）Ant2；

图7.为本发明的不同的G2，L2，W1，L5，L3和W3对模拟的| S₁₁ |的影响拟议的MIMO天线的数量（a）G2；（b）L2；（c）W1；（d）L5；（e）L3；（f）W3；

图8.为本发明制成的MIMO天线的原型。（a）顶视图（b）底视图;

图9.为本发明在四个端口中模拟测量的4元素MIMO天线的回波损耗；

图10.为本发明拟议的4元素MIMO天线的频率下仿真和测量的S参数幅值；

图11.为本发明拟议的4元素MIMO天线的仿真和测量峰值增益和辐射效率；

图12.为本发明在xoz和yoz平面中拟议的4元素MIMO天线的仿真和测量辐射方向图（a）5.0 GHz；（b）5.5 GHz；（c）6.0 GHz；

图13.在建议的4元素MIMO天线上模拟和测量的MIMO性能。（a）ECC；（b）DG。

图14.拟议的4元素MIMO天线的仿真和测量TARC。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明***原理进行详细说明。

如图1所示，为本发明提出的4×4 MIMO天线的几何形状，在厚度为0.8毫米，介电常数为4.4，切线损耗为0.02FR-4的印刷电路板上表面正交放置四个平面单极子天线，在基板的背面，正交放置四个矩形接地平面；在FR-4基板的上表面上还印刷了由圆形贴片和四个L形分支组成的去耦结构；圆形寄生贴片与四个L形分支一起逆时针放置在MIMO天线的中心；该天线占用的体积仅为30×30×0.8 mm³，小于在现有技术中的4×4 MIMO天线体积。

拟议的MIMO天线的尺寸

如图2所示，本发明MIMO天线的演进过程中得出的三种形式，图2中的Ant 1是由四个平面单极子组成的MIMO天线阵列，没有任何解耦支路；在图Ant 1的基础上Ant 2所示在其中心增加一个由环形带和四个直角三角形补丁组成的寄生单元，提高阻抗带宽；为了进一步改善平面单极子天线元件之间的隔离，图Ant 3设计一种具有新颖的去耦结构，与Ant 2中的寄生单元不同。四个三角形补丁被四个L形分支代替，该四个L形分支逆时针旋转，并且位于Ant 2的上表面。

进一步的，通过ANSYS HFSS对所有天线进行了基于有限元方法分析，平面单极子天线1（PMA 1）激励了三个天线阵列，以确保得到比较严格结果。

如图3所示，本发明的仿真结果中三种不同天线的比较（a）S₁₁；（b）S₂₁，可以看出在Ant 1中获得了从4.94 GHz到6.0 GHz（S₁₁≤-10 dB）19.4％的阻抗带宽，PAM 1和PAM 2之间的模拟隔离（S₂₁）也在图3（b）中给出。

进一步的，如图3（b）所示，Ant 1的隔离度最差为14.5 dB，最佳隔离度为21.2 dB，为解决Ant 2带有寄生单元中带宽窄的缺陷，从图3（a）可以看出，Ant 2的共振带宽，从4.82 GHz到6.16 GHz之间，比Ant 1宽280 MHz。

进一步的，对Ant 2进行了模拟隔离，在频率为5.18 GHz时高达30.9 dB，在5.25-6.18 GHz的天线隔离度为恶化，导致在工作带宽内的最小隔离度仅为12.2 dB，为了实现基于Ant 2的宽带特性更高的隔离度，设计了一种新颖的去耦结构，以取代Ant 3寄生单元.。Ant 3相应的仿真结果。

进一步的，在图3中也给出了，从端口1中通过比较Ant 2和Ant 3的回波损耗曲线,从图3（a）中可以得出Ant 3的回波损耗与Ant 2类似，还获得了有吸引力的高隔离度。另一方面，在图Ant 3的隔离谐振带宽内的所有信号均大于15 dB，其中最佳隔离度在5.54 GHz时达到32.4 dB。

进一步的，为了直观地解释Ant 3上高隔离和宽带的原理。通过观察Ant 1和Ant 2的表面电流分布在5.0 GHz、5.5 GHz和6.0 GHz的频率如图4所示。当Ant 1和Ant 2分别在5.0 GHz和5.5 GHz下运行时，从图4可以看出，寄生单元的表面电流强度比PMA 1的表面电流强度稍弱。在5.0 GHz和5.5 GHz时，MIMO阵列的工作模式主要受PMA 1上的表面电流影响。在6.0 GHz时，从幅度和密度上，寄生单元上的耦合电流都大于PMA 1上的表面电流。因此工作模式时，从Ant 2上可以看出，由寄生单元上的分布电流决定。综上所述，从Ant 2中可以看出，宽带特性可以归因于由寄生单元上的表面电流耦合产生的新谐振点。

进一步的，通过比较Ant 1和Ant 2上的表面电流分布，还可以得出，在加载寄生单元之后，平面单极子天线之间的耦合逐渐在高频下增加，但在低频下耦合频率下降很多。

进一步的，在图Ant 3中可以看出，弥补低隔离度的缺点，图4中也给出了相应的电流分布图。

进一步的，从图4中的Ant 3可以看出，当分别工作在5.0 GHz、5.5 GHz和6.0 GHz时，寄生单元上的表面电流和去耦结构上的电流分布基本相同,取决于去耦结构上的表面电流。

如图5所示，为本发明在6.0 GHz处的两个天线的表面电流路径图（a）Ant 2; （b）Ant 3；在图5给出了6.0 GHz中Ant 2和Ant 3的电流路径中两个表面示意图， Ant 2的电流路径长度（CPL）可以视为CPL 1的长度，其大约等于环形金属带的周长的一半。类似地，在图Ant 3中电流路径长度为图5（b）中CPL 2的长度。根据表中的优化参数，可以得到以下公式：

当λ取6.0 GHz的波长，结合附图4和以上公式可以得出回波损耗曲线在图Ant 3中与图Ant 2基本一致，如附图3所示。

进一步的，通过进一步分析耦合电流分布在Ant 3时，可以发现平面单极子天线上的耦合电流明显弱于图Ant 2上的耦合电流。另一方面，耦合电流集中的位置也从圆形金属条转移到L形分支，从而改善了图Ant 3中的隔离。

如图6所示，为本发明在 5.0 GHz、5.5 GHz和6.0 GHz中的模拟3-D辐射方向图（a）Ant 1; （b）Ant 2。如附图6（a）所示，没有解耦结构的MIMO天线在整个频段上保持全向辐射。而Ant 3的辐射方向图在5.0 GHz处表现出准全向特性。

进一步的，对于5.5 GHz和6.0 GHz的情况，可以获得具有更高的前后比的定向辐射，并且有吸引力的前后比受到无线通信***的青睐。因此图Ant 3中作为最佳MIMO天线阵列其具有出色的宽带，高隔离度和多样的模式。

如图7所示，为本发明的不同的G2，L2，W1，L5，L3和W3对MIMO天线| S₁₁ |的进行了仿真。（a）G2；（b）L2；（c）W1；（d）L5；（e）L3；（f）W3；分析G2作为第一个参数，相应的模拟反射系数也显示在图7（a）中。

进一步的，随着G2的增加，MIMO天线的中心频率逐渐移至低频。同时，还分析了阻抗变换微带线（例如L2和W1）对模拟结果的影响，结果如图7（b）和图7（c）所示。随着L2的不断增加，MIMO天线的谐振频率仅显示出微小的偏移，但是6.0 GHz处的阻抗匹配逐渐恶化，最终失配。对于W1，从图7（c）中可以看出，W1的变化不仅影响阻抗匹配，而且对谐振频率的移动也有很大的影响。接下来，对L5进行参数分析，相应的模拟结果如图7（d）所示。当L5从8mm增加到10 mm时，MIMO天线的阻抗带宽基本保持不变，但是S11的幅度在低频时波动很大，而在高频时波动很小。

进一步的，对去耦结构进行了参数分析。相应的模拟结果如图7（e）和图7（f）所示，当L3从6.2mm增加到7.8mm时，从图7（e）可以看出，高频谐振点逐渐移向低频，而L3的变化对低频谐振点影响很小，同时，随着W3从0.6mm增加到1.4mm，可以发现W3对回波损耗的影响可以忽略，如图7（f）所示。

如图8所示，为本发明制成的MIMO天线的原型。（a）顶视图（b）底视图；展示了MIMO天线阵列的原型，使用Agilent E5080A网络分析仪和Satimo Starlab近场测量***来测量天线的电参数，包括回波损耗，天线增益，辐射效率和辐射图。

如图9所示，表示了四个平面单极子天线元件的模拟和测量的回波损耗。仿真结果表明，四个端口的回波损耗基本相同，阻抗带宽保持在4.78-6.23 GHz范围内。同时，测量结果表明，所设计天线的带宽具有28.8％（4.58-6.12 GHz）的相对带宽。与模拟结果相比，测量结果显示出较小的范围频率偏差，这主要是由于制造过程中的偏差以及FR4衬底的介电常数的变化所致。

如图10所示.为本发明拟议的4元素MIMO天线的频率下仿真和测量的S参数幅值；结合附图9，可以得出结论，所制造的原型在5.35 GHz的频率下工作，且元素间隔离度≥15dB，即使天线元件之间的间距很小（G1≈0.5λ0）。其中，λ0代表5.0 GHz的波长。

如图11所示，为本发明MIMO天线的仿真和测量峰值增益和辐射效率；从仿真结果可以发现，在6.12 GHz时，最大增益为4.31 dBi。同时，测量结果表明，在5.95 GHz时，最大增益为4.02 dBi。

进一步的，附图11还绘制了4元素MIMO天线的模拟辐射效率。4.58-6.12 GHz的平均模拟效率为95.6％。为了比较，在图11中还给出了测得的MIMO天线的辐射效率，其中平均效率为76.6％。与模拟结果相比，可以看出峰值增益和辐射效率的测量结果略有降低。这主要是由于天线测试中的公差以及SMA连接器的影响。

如图12所示，为本发明在xoz和yoz平面4元素MIMO天线的仿真和测量辐射方向图（a）5.0 GHz；（b）5.5 GHz；（c）6.0 GHz；

在测量中，一个元件被激励，而其他元件被50Ω负载终止。从附图12（a）可以看出，xoz平面和yoz平面的测量模式都显示了5.0 GHz的准全向辐射。同时获得在yoz平面上最大辐射方向为280º phi（φ）的5.5 GHz辐射方向图。

进一步的，如图12（c）所示，在两个平面上测得的6.0 GHz的图案是具有有吸引力的前后比的定向图案。造成这种现象的原因是，新型去耦结构上的表面电流在高频下会引起额外的辐射。经过比较，辐射方向图的测量结果与仿真结果基本吻合，并获得了方向图多样性的特征。

如图13所示，在拟议的4元素MIMO天线上模拟和测量的MIMO性能（a）ECC；（b）DG。有吸引力的MIMO***，包络相关系数ECC和总有源反射系数TARC的值应分别小于0.5和0 dB。相邻元素和相对元素的ECC可以使用以下公式：

i和j分别代表天线元素的序列号。相应的结果绘制在图13（a）中，可以得出相邻元素和相对元素的ECC值均低于0.15。相对端口之间的ECC较低，表明所建议的天线可以为所有工作频率提供良好的方向图分集。

进一步，分集增益与（4）中给出的MIMO天线***的ECC值有关：

如图13（b）所示，可以看到DG> 9.85 dB。对于MIMO***，多个天线在积极参与传输或接收时会相互影响，因此它们会改变总体工作带宽和效率。TARC作为一种新指标，已被用于整合MIMO***中所有天线的整体组合效果。特别是，对于第4个天线在第i个端口受激励且其他端口连接到匹配负载的情况，可以根据以下公式计算TARC作为频率的函数：

Sp和[a]分别表示激励端口和给定激励之间的关系：

因此，散射矩阵可以描述为

当将

中的激发设为（使用

时间约定）时，可以直接使用

计算线性极化的TARC。

此时可以得出：

当：

进一步求得：

如图14所示，为发明拟议的4元素MIMO天线的仿真和测量TARC，从图中可以得出拟议天线的TARC值在整个频带内均小于-5 dB。

进一步的，拟议的MIMO***完全针对各种无线应用而设计。和现有技术中几种MIMO天线，在阻抗带宽，隔离度，尺寸/轮廓和图案多样性方面，拟议的设计与报告的设计相比具有很高的竞争力。下表和拟议的MIMO显示了与最新技术的全面比较天线***不仅具有紧凑的尺寸，而且还具有高效的性能。此外，相比之下，所提出的设计具有理想的ECC，DG和TARC值。

本发明一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，引入了一种新颖的去耦结构，因此获得了良好的隔离度，更宽的带宽和模式多样性。测量结果表明，重叠带宽为28.8％（4.58-6.12 GHz），增益超过4.8 dBi。对于建议的4×4 MIMO***，尽管元素之间的距离很近，但测得的隔离度优于15.4 dB。此外，提出的4×4 MIMO***的辐射效率为70％-80％，提出的4×4的ECC在整个频带上都优于0.15。此外，实测辐射图表明，所提出的MIMO***为具有分集性能的紧凑型5G MIMO移动电话天线提供了新的解决方案。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims

1.一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，其特征在于，所述MIMO天线由四个单极子天线元件正交放置在基板的角落，所述基板的上表面印刷由圆形贴片和四个L形分支组成的去耦结构，以减少天线元件之间的耦合，所述圆形寄生贴片与四个L形分支一起逆时针放置在MIMO天线的中心。

2.根据权利要求1所述一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，其特征在于，所述基板的上表面正交放置印刷电路板厚度为0.8毫米，介电常数为4.4，切线损耗为0.02四个平面单极子天线，所述基本背面正交放置四个矩形接地平面。

3.根据权利要求1所述一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，其特征在于，所述圆形寄生贴片上有寄生单元,在5.0 GHz和5.5 GHz下运行时所述寄生单元的表面电流强度比平面单极子天线的表面电流强度稍弱，因此在加载寄生单元之后，平面单极子天线之间的耦合逐渐在高频下增加，但在低频下耦合频率下降很多，在6.0 GHz运行时，所述寄生单元上的耦合电流都大于平面单极子天线上的表面电流，弥补低隔离度的缺点。

4.根据权利要求1和权利要求3所述一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，其特征在于，工作在5.0GHz、5.5GHz和6.0 GHz时，所述寄生单元上的表面电流和去耦结构上的电流分布相同，且取决于去耦结构上的表面电流。

5.根据权利要求4所述一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，其特征在于，在6.0 GHz的情况下电流路径长度CPL1和CPL 2的长度，等于环形金属带的周长的一半，根据优化参数可以得到以下公式：

。

6.根据权利要求1所述一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，其特征在于，所述的MIMO天线占用的体积仅为30×30×0.8 mm³。

7.根据权利要求1所述一种具有紧凑模式多样性的MIMO天线，其特征在于，MIMO天线具有出色的宽带，高隔离度和多样的模式，且没有解耦结构的MIMO天线在整个频段上保持全向辐射，在5.0 GHz处表现出准全向特性，在5.5GHz和6.0 GHz获得具有更高的前后比率的定向辐射。