CN111211689B - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种功率转换装置，在斩波电路的频率特性因运转状态的变化而发生变化的情况下也能够维持反馈控制***的稳定性和响应性。功率转换装置(10)具备：具有电抗器和开关元件的斩波电路(100)；以及改变开关元件的占空比的反馈值以使输出电压的目标值与输出电压的检测值的偏差接近于零的控制电路(30)，控制电路(30)基于输出电压的信息、输入电压的信息和占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，来改变反馈控制的频率特性。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及功率转换装置。
背景技术
关于功率转换装置，已公开了专利文献1。专利文献1的技术中，2个转换电路串联连接，前级的转换电路是对交流电压进行整流的整流电路，后级的转换电路是对电压进行升压的升压型斩波电路，从而检测输出电压，并通过反馈控制将其控制为目标电压。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2003-36991号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在输入输出电压和负载的动作范围较大的情况下，斩波电路的频率特性会发生很大的变化。然而，专利文献1的技术中，反馈控制的频率特性是固定的。因此，为了在斩波电路的传递函数发生变化的情况下反馈控制***也能够稳定，需要降低反馈控制的响应性，从而存在无法得到足够的响应速度的动作条件。
因此，希望功率转换装置在斩波电路的频率特性因运转状态的变化而发生变化的情况下也能够维持反馈控制***的稳定性和响应性。
解决技术问题所采用的技术方案
本申请所涉及的功率转换装置包括：
斩波电路，该斩波电路在输入端子与输出端子之间对直流功率进行转换，具有电抗器和开关元件；
电压检测电路，该电压检测电路检测从所述输出端子输出的输出电压；以及
控制电路，该控制电路进行使占空比的反馈值改变的反馈控制，以使所述输出电压的目标值与所述输出电压的检测值的偏差接近为零，并且该控制电路利用所述占空比的反馈值对所述开关元件进行通断控制，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、输入到所述输入端子的输入电压的信息及占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，使所述反馈控制的频率特性改变。
发明效果
根据本申请的功率转换装置，能够根据基于输出电压、输入电压及占空比中的至少任意2种以上而改变的斩波电路的频率特性，使反馈控制的频率特性恰当地变化，并且在运转状态发生变化的情况下也能维持反馈控制***的稳定性和响应性。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的功率转换装置的结构图。
图2是实施方式1所涉及的控制电路的硬件结构图。
图3是实施方式1所涉及的控制电路的框图。
图4是用于说明实施方式1所涉及的开关元件的通断控制的时序图。
图5是实施方式1所涉及的输出电压的反馈控制***的框线图。
图6是实施方式1所涉及的斩波电路的传递函数的波特图。
图7是实施方式1所涉及的积分控制进行动作时的开环传递函数的波特图。
图8是实施方式1所涉及的积分控制进行动作时的积分控制、比例积分控制、比例积分微分控制及积分微分控制的波特图。
图9是实施方式1所涉及的微分控制进行动作时的微分控制、比例微分控制、比例积分微分控制及积分微分控制的波特图。
具体实施方式
1.实施方式1
参照附图，说明实施方式1所涉及的功率转换装置10。图1是本实施方式所涉及的功率转换装置10的结构图。
1-1.斩波电路100
功率转换装置10具备斩波电路100。斩波电路100是在输入端子20与输出端子21之间对直流功率进行转换的直流功率转换电路。斩波电路100具有电抗器101和开关元件102。本实施方式中，具有电抗器101、开关元件102和二极管103。
开关元件102使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物场效应晶体管)，并具有反向并联连接的寄生二极管。开关元件102也可以使用反向并联连接了二极管的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)。开关元件102的栅极端子被输入控制电路30的通断驱动信号Vgs。
本实施方式中，斩波电路100为升压型的转换电路。在输出端子21的正极侧与负极侧之间，自正极侧起，串联连接着二极管103和开关元件102。具体而言，二极管103的漏极端子连接至输出端子21的正极侧，二极管103的源极端子连接至开关元件102的漏极端子，开关元件102的源极端子连接至输出端子21的负极侧。输出端子21的负极侧和输入端子20的负极侧经由接地等相互连接。
电抗器101的一端连接至输入端子20的正极侧，电抗器101的另一端连接至二极管103与开关元件102的连接点。输入端子20与直流电源1相连，输出端子21与负载4相连。
斩波电路100在输出端子21的跟前具有输出侧的滤波电容器3(以下称为输出电容器3)。输出电容器3比开关元件102和二极管103更靠近输出端子21侧，且连接在输出端子21的正极侧与负极侧之间，对从输出端子21输出的输出电压Vout进行滤波。
斩波电路100在输入端子20的跟前具有输入侧的滤波电容器2(以下称为输入电容器2)。输入电容器2比电抗器101设得更靠近输入端子20侧，且连接在输入端子20的正极侧与负极侧之间，对从输入端子20输入的输入电压Vin进行滤波。
功率转换装置10具备检测输入至输入端子20的输入电压Vin的输入电压检测电路5、以及检测从输出端子21输出的输出电压Vout的输出电压检测电路6。输入电压检测电路5检测输入电容器2的两端电压，输出电压检测电路6检测输出电容器3的两端电压。输入电压检测电路5的输出信号及输出电压检测电路6的输出信号被输入至控制电路30。
功率转换装置10具备检测电抗器101中流过的电流IL(以下称为电抗器电流IL)的电流检测电路104。本实施方式中，电流检测电路104具备电流传感器104a、以及对电流传感器104a的输出信号进行低通滤波从而去除纹波电流分量的滤波器电路104b。电流检测电路104(滤波器电路104b)的输出信号被输入至控制电路30。
1-2.控制电路30
功率转换装置10具备对开关元件102进行通断控制的控制电路30。控制电路30通过PWM控制对开关元件102进行通断控制。PWM控制是脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation)控制。占空比D是开关元件102导通的期间相对于开关周期Tsw的比例(导通占空比)，在0～1之间变化。
控制电路30具备进行开关元件102的通断控制的处理电路。控制电路30的处理电路可以由运算处理装置、存储装置等数字电子电路构成，也可以由比较器、运算放大器、差动放大电路等模拟电子电路构成，还可以由数字电子电路和模拟电子电路双方构成。
<控制电路30的电路结构示例>
图2中示出了控制电路30由运算处理装置、存储装置等数字电子电路构成的情况下的电路结构。作为处理电路，具备CPU(Central Processing Unit：中央处理器)等运算处理装置90(计算机)、与运算处理装置90进行数据交换的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)等存储装置91、向运算处理装置90输入输出外部信号的输入输出装置92等。
作为运算处理装置90，可以设置ASIC(Application Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、IC(Integrated Circuit：集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路和各种信号处理电路等。另外，作为运算处理装置90，也可以设置多个同种或不同种的运算处理装置来分担执行各处理。存储装置91可以使用闪存、EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory：电可擦除可编程只读存储器)等各种存储装置。输入输出装置92与输入电压检测电路5、输出电压检测电路6、电流检测电路104、开关元件102等相连，具备在这些电路或元件与运算处理装置90之间进行数据及控制指令的收发的A/D转换器、驱动电路等。
另外，运算处理装置90执行存储于ROM等存储装置91的软件(程序)，与存储装置91及输入装置92等控制电路30的其它硬件进行联动，从而实现控制电路30的后述各处理部31至35的功能。
1-2-1.控制电路30的基本结构
如图3的框图所示，控制电路30进行使占空比的反馈值Dfb改变的反馈控制，以使输出电压的目标值Vouto与输出电压的检测值Voutd的偏差ΔVout减少，并利用占空比的反馈值Dfb对开关元件102进行通断控制。
本实施方式中，控制电路30具备减法部31、反馈控制部32、占空比限制部33、栅极信号生成部34和运转状态检测部35。运转状态检测部35基于输入电压检测电路5的输出信号来检测输入电压Vind，基于输出电压检测电路6的输出信号来检测输出电压Voutd，基于电流检测电路104的输出信号来检测电抗器电流ILd。
减法部31从输出电压的目标值Vouto减去输出电压的检测值Voutd，计算出偏差ΔVout。反馈控制部32进行使占空比的反馈值Dfb改变的反馈控制，以使偏差ΔVout接近于零。反馈控制的详细情况将在后文中阐述。占空比限制部33对占空比的反馈值Dfb进行上限限制处理和下限限制处理。本例中，占空比限制部33对占空比的反馈值Dfb以0为下限进行下限限制，以1为上限进行上限限制(0≤Dfb≤1)。
如图4所示，栅极信号生成部34对上下限限制后的占空比的反馈值Dfb与载波CA进行比较，生成开关元件102的栅极信号Vgs。载波CA是以开关周期Tsw为周期在0与1之间振荡的三角波。反馈值Dfb高于载波CA的情况下，栅极信号Vgs变为导通，在反馈值Dfb低于载波CA的情况下，栅极信号Vgs变为截止。图4中，示出此时的电抗器电流IL、电抗器101上的施加电压VL。
1-2-2.反馈控制的结构
1-2-2-1.理论说明
<传递函数>
图5中示出输出电压的反馈控制***的框线图。这里，C(s)是反馈控制(控制电路30)的传递函数，P(s)是斩波电路的传递函数，H(s)是输出电压检测电路6的传递函数。该反馈控制***的开环传递函数Go(s)为式(1)。
[数学式1]
这里，输出电压检测电路6的传递函数H(s)是降噪低通滤波器的传递函数，在控制频带中可以近似为1，因此将其省略。使用式(1)的开环传递函数Go(s)来进行稳定判别。
<斩波电路的传递函数>
斩波电路的传递函数P(s)是输出电压Vout的变化相对于占空比D的变化的传递函数，由式(2)给出。
[数学式2]
这里，Vout是输出电压，D是占空比，RL是电抗器101的电阻值，IL是电抗器电流，L是电抗器101的电感值，Cout是输出侧的滤波电容器3的静电电容，s是拉普拉斯算子。
如式(2)所示，斩波电路的传递函数P(s)由第一个分数所对应的比例要素、第二个大括号{}内对应的时间常数为负的一阶提前要素、最后一个分数所对应的二阶振荡***的要素来表达。
图6中示出式(2)的波特图概况。这里，图6所示的二阶振荡***要素的谐振频率f0根据式(2)中的最后一个分数由式(3)来表示。
[数学式3]
图6所示的时间常数为负的一阶提前要素的拐点频率fvdz根据式(2)中的大括号{}内的时间常数的倒数，由式(4)来表示。这里，电阻值RL在很多情况下为非常小的值，因此RL×IL的项也可以忽略为0。
[数学式4]
若将频率f的区域以二阶振荡***要素的谐振频率f0与一阶提前要素的拐点频率fvdz为界一分为三，则各区域内斩波电路的传递函数P(s)可以如式(5)那样近似。这里，电阻值RL在很多情况下为非常小的值，因此RL×IL的项也可以忽略为0。
[数学式5]
如式(5)所示，在频率f小于二阶振荡***要素的谐振频率f0的区域(f＜f0)内，斩波电路的传递函数P(s)可以用式(2)的比例要素来近似。在频率f大于谐振频率f0且小于一阶提前要素的拐点频率fvdz的区域(f0＜f＜fvdz)内，斩波电路的传递函数P(s)可以用式(2)的二阶积分要素来近似。二阶积分要素通过将式(2)的二阶振荡***要素中的二阶积分要素乘以比例要素而得到。在频率f大于一阶提前要素的拐点频率fvdz的区域(fvdz＜f)内，斩波电路的传递函数P(s)可以用式(2)的一阶积分要素来近似。一阶积分要素通过将式(2)中的一阶提前的一阶微分要素乘以二阶振荡***要素中的二阶积分要素及比例要素而得到。
<反馈控制***的稳定化>
为了使反馈控制***稳定，设定反馈控制的传递函数C(s)。为了稳定，理想情况是将开环传递函数Go(s)在增益交叉频率fc下的增益的斜率设为-20dB/dec，将相位设为-90度(将相位余量设为90度)。实际上，由于滤波器和运算处理的延迟、或者牺牲稳定性来提高响应速度等，并不能达到理想的值。这种情况下，为了稳定，必须使增益交叉频率fc下的增益斜率小于0dB/dec，且使相位大于-180度(使相位余量大于0度)。
<在fc<f0的区域内通过积分增益的设定来实现稳定>
首先，如图7所示，对于在频率f小于二阶振荡***要素的谐振频率f0的区域(f<f0)内设定增益交叉频率fc的情况下的设定方法进行说明。如式(6)所示，在f<f0的区域内，斩波电路的传递函数P(s)可以近似为式(5)的第一式的比例要素，因此，为了稳定，在增益交叉频率fc下，要使反馈控制的传递函数C(s)中的积分要素起作用。因此，将C(s)设定为积分增益Ki除以s后得到的结果。比例要素的增益斜率为0dB/dec(参照图6)，积分要素的增益斜率为-20dB/dec，因此，两者叠加得到的增益的斜率如图7所示为-20dB/dec。这种情况下，为了使开环传递函数Go(s)的增益在增益交叉频率fc下与0dB交叉，需要如式(6)所示地使|Go(j2πfc)|＝1成立。
[数学式6]
对式(6)的最后一个式子进行变形，可以得到式(7)所示的积分增益Ki的设定式。这里，电阻值RL在很多情况下为非常小的值，因此RL×IL的项也可以忽略为0。
[数学式7]
即，若根据式(7)设定积分增益Ki，则在增益交叉频率fc下，反馈控制的传递函数C(s)的积分要素能够使开环传递函数Go(s)的增益的斜率接近-20dB/dec，相位接近-90度，从而使反馈控制***变稳定。
然而，在增益交叉频率fc小于谐振频率f0但太过于接近谐振频率f0的情况下(例如图7的fc2)，稳定性会变差，因此，在f<f0的区域内设定增益交叉频率的情况下，希望增益交叉频率fc不要太过于接近谐振频率f0。例如，可以将增益交叉频率fc设定为谐振频率f0的一半以下。
<在f0<fc<fvdz的区域内通过微分增益的设定来实现稳定>
接下来，对于在频率f大于二阶振荡***要素的谐振频率f0且小于一阶提前要素的拐点频率fvdz的区域(f0<f<fvdz)内设定增益交叉频率fc的情况下的设定方法进行说明。如式(8)所示，在f0<f<fvdz的区域内，斩波电路的传递函数P(s)可以近似为式(5)的第二式的二阶积分要素，因此，为了稳定，在增益交叉频率fc下，要使反馈控制的传递函数C(s)中的微分要素起作用。因此，将C(s)设定为微分增益Kd乘以s后得到的结果。二阶积分要素和微分要素叠加得到积分要素(1/s2×s＝1/s)。从而，能够使谐振频率f0下开环传递函数Go(s)的增益斜率接近-20dB/dec，使相位接近-90度。这种情况下，为了使开环传递函数Go(s)的增益在增益交叉频率fc下与0dB交叉，需要如式(8)所示地使|Go(j2πfc)|＝1成立。
[数学式8]
2)当f0＜f＜fvdz
C(s)≈Kds，
Go(s)≈C(s)P(s)
对式(8)的最后一个式子进行变形，可以得到式(9)所示的微分增益Kd的设定式。这里，电阻值RL在很多情况下为非常小的值，因此RL×IL的项也可以忽略为0。
[数学式9]
即，若根据式(9)设定微分增益Kd，则在增益交叉频率fc下，反馈控制的传递函数C(s)的微分要素能够使开环传递函数Go(s)的增益的斜率接近-20dB/dec，相位接近-90度，从而使反馈控制***变稳定。例如，将增益交叉频率fc设定为谐振频率f0的2倍以上且拐点频率fvdz的一半以下。
<fvdz<fc的区域>
最后，在频率f大于一阶提前的拐点频率fvdz的区域(fvdz<f)内，斩波电路的传递函数P(s)的相位收敛于-270度，通过比例要素、积分要素、微分要素的三种组合无法实现稳定，因此在该区域内不设定增益交叉频率fc。
<开关频率的制约>
另外，除了斩波电路的传递函数P(s)的制约之外，还存在开关频率fsw的制约。开关频率fsw是开关周期Tsw的倒数。通常，必须将增益交叉频率fc设定为开关频率fsw的1/10～1/20以下(例如1/20以下),才能使相位在滤波器和运算处理造成的延迟的影响下趋于稳定。
<反馈控制的传递函数>
如上所述，反馈控制的传递函数C(s)应当满足的条件为式(10)。这里，电阻值RL在很多情况下为非常小的值，因此RL×IL的项也可以忽略为0。
[数学式10]
这里，增益交叉频率fc小于一阶提前要素的拐点频率fvdz且小于开关频率fsw的条件是为了稳定而必须满足的条件。
在式(10)的1)或2)的各频率条件下，只要能够满足式(10)，反馈控制的传递函数C(s)可以采取任意形式。例如，在1)fc<f0,fc<fsw/20的条件下，反馈控制至少具备积分要素即可，为了在增益交叉频率fc下使积分要素起作用，可以采取积分控制，也可以采取拐点频率大于谐振频率f0的比例积分控制、比例积分微分控制或积分微分控制。
图8中示出积分控制、比例积分控制、比例积分微分控制、积分微分控制的波特图。如式(11)所示，设定比例控制的传递函数Cp(s)、积分控制的传递函数Ci(s)、微分控制的传递函数Cd(s)。这里，Kp为比例增益，Ki为积分增益，Kd为微分增益。
[数学式11]
在比例积分控制的情况下，如式(12)所示，将成为积分要素与比例要素的边界的拐点频率fip设定为大于谐振频率f0，从而在谐振频率f0下积分要素起作用，并如式(10)的第一式那样设定积分增益Ki，从而能够使控制***稳定。在比例积分微分控制的情况下，如式(12)所示，将成为积分要素与比例要素的边界的拐点频率fip、以及成为比例要素与微分要素的边界的拐点频率fpd设定为大于谐振频率f0，从而在谐振频率f0下积分要素起作用，并如式(10)的第一式那样设定积分增益Ki，从而能够使控制***稳定。在积分微分控制的情况下，如式(12)所示，将成为积分要素与微分要素的边界的拐点频率fid设定为大于谐振频率f0，从而在谐振频率f0下积分要素起作用，并如式(10)的第一式那样设定积分增益Ki，从而能够使控制***稳定。
[数学式12]
另外，在2)f0<fc<fvdz,fc<fsw/20的条件下，反馈控制至少具备微分要素即可，为了在增益交叉频率fc下使微分要素起作用，可以采取微分控制，也可以采取各拐点频率小于谐振频率f0的积分微分控制、比例积分微分控制或比例微分控制。
图9中示出微分控制、比例微分控制、比例积分微分控制、积分微分控制的波特图。在比例微分控制的情况下，如式(13)所示，将成为比例要素与微分要素的边界的拐点频率fpd设定为小于谐振频率f0，从而在谐振频率f0下微分要素起作用，并如式(10)的第二式那样设定微分增益Kd，从而能够使控制***稳定。在比例积分微分控制的情况下，如式(13)所示，将成为积分要素与比例要素的边界的拐点频率fip、以及成为比例要素与微分要素的边界的拐点频率fpd设定为小于谐振频率f0，从而在谐振频率f0下微分要素起作用，并如式(10)的第二式那样设定微分增益Kd，从而能够使控制***稳定。在积分微分控制的情况下，如式(13)所示，将成为积分要素与微分要素的边界的拐点频率fid设定为小于谐振频率f0，从而在谐振频率f0下微分要素起作用，并如式(10)的第二式那样设定微分增益Kd，从而能够使控制***稳定。
[数学式13]
当积分增益Ki和微分增益Kd使用固定值时，根据式(7)和式(9)，若占空比D、输出电压Vout、电抗器电流IL等的动作条件发生变化，则增益交叉频率fc也发生变化。在RL×IL的项可以忽略为0的情况下，电抗器电流IL的动作条件的变化可以无视。从而，根据不同的动作条件，有可能发生稳定性变差，或者可能发生无法得到所要求的响应速度。从而，基于式(7)和式(9)，通过改变积分增益Ki和微分增益Kd，即使动作条件发生变化，也能够维持稳定性并得到所要求的响应速度。
如式(3)所示，谐振频率f0随着占空比D变化，但在控制增益为固定值的情况下，必须要对所有的谐振频率f0都能实现稳定，而为了满足式(10)的1)fc<f0，fc<fsw/20的条件，需要减小增益交叉频率fc，从而在不同的动作条件下，有可能发生稳定性恶化，或者可能无法得到所要求的响应速度。
因此，通过改变至少进行积分控制和微分控制的反馈控制的控制增益，使得对于谐振频率f0变大的占空比D，在增益交叉频率fc下使积分要素起作用，而对于谐振频率f0变小的占空比D，在增益交叉频率fc下使微分要素起作用，从而使拐点频率变化，或者在积分控制和微分控制之间进行反馈控制的切换，由此，无论占空比D如何，均能够维持稳定性并得到所要求的响应速度。
1-2-2-2.反馈控制的结构
因此，反馈控制部32构成为至少基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的至少任意2种以上信息，来改变反馈控制的频率特性。
如式(14)所示，若使用输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的任意2种以上信息，则能够计算出输出电压的信息Vout和占空比的信息D的信息，并且在各式中代入式(14)，可以替换各个参数。各式中，RL×IL的项也可以忽略为0，因此，即使不使用电抗器电流的检测值ILd，也能够基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的至少任意2种以上的信息，如式(7)、式(8)、式(9)等所说明的那样使反馈控制的频率特性恰当地变化。因而，能够根据基于输出电压Vout、输入电压Vin及占空比D中的至少任意2种以上而改变的斩波电路100的频率特性，使反馈控制的频率特性恰当地变化，并且在运转状态发生变化的情况下也能维持反馈控制***的稳定性和响应性。
[数学式14]
本实施方式中，如式(15)所示，反馈控制部32使用输出电压的检测值Voutd或输出电压的目标值Vouto作为输出电压的信息Vout，使用输入电压的检测值Vind或输入电压的设定值Vin0作为输入电压的信息Vin。这里，连接至输入端子20的直流电源1不是可变电压而是固定电压的情况下，可以使用被预先设定为直流电源1的额定电压的输入电压设定值Vin0作为输入电压的信息Vin。反馈控制部32使用占空比的反馈值Dfb或基于输出电压的信息Vout及输入电压的信息Vin计算出的占空比的计算值Dc，来作为占空比的信息D。
[数学式15]
如上所述，为了使反馈控制***稳定，如式(10)所示，有以下两种情况：1)增益交叉频率fc小于斩波电路100的谐振频率f0，在增益交叉频率fc下使反馈控制的积分控制起作用的情况；2)增益交叉频率fc大于斩波电路100的谐振频率f0，在增益交叉频率fc下使反馈控制的微分控制起作用的情况。下面，对各情况进行说明。
<在增益交叉频率fc下使积分控制起作用的情况>
反馈控制部32在进行反馈控制时，至少进行如下的积分控制：如式(16)所示地将偏差ΔVout乘以积分增益Ki，对由此得到的值进行积分，从而改变占空比的反馈值Dfb。这里，1/s表示积分运算。
[数学式16]
反馈控制部32构成为基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的至少任意2种以上的信息，来改变积分增益Ki，以使积分控制的传递函数与斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率fc小于斩波电路的谐振频率f0。
根据这一结构，如上所述，在频率小于谐振频率f0的区域内，斩波电路的传递函数P(s)可以近似为比例要素，因此设定积分增益Ki，以使增益交叉频率fc位于该区域内，且在增益交叉频率fc下反馈控制的积分控制起作用。从而，能够使增益交叉频率fc下开环传递函数Go(s)的增益的斜率接近-20dB/dec，使相位接近-90度，从而能够使反馈控制***稳定，确保响应性。
反馈控制部32基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的至少任意2种以上的信息，计算斩波电路的传递函数P(s)中的比例要素的增益，并根据比例要素的增益的倒数和开环传递函数的增益交叉频率的目标值fco，来改变积分增益Ki。这里，开环传递函数是积分控制的传递函数与斩波电路的传递函数叠加后的传递函数。
本实施方式中，反馈控制部32使用式(7)和与式(10)的第一式相同的式(17)，来改变积分增益Ki。也可以使用将式(14)的第一式和第二式中的一方或双方代入式(17)而得到的式子。如式(17)的第一式所示，反馈控制部32基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的任意2种以上的信息、以及电抗器电流的检测值Ild，来改变积分增益Ki。如式(17)的第二式所示，由于RL×ILd的项也可以忽略为0，因此也可以不使用电抗器电流的检测值ILd。
[数学式17]
式(17)中，Vout是输出电压的信息，D是占空比的信息，这些信息按照式(15)所说明的那样设定。fco是增益交叉频率的目标值。ILd是电抗器电流的检测值。RL是预先设定的电抗器101的电阻值，使用预先设定的值。
反馈控制部32将增益交叉频率的目标值fco设定为小于根据输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的任意2种以上的信息计算出的斩波电路的谐振频率f0的频率。
反馈控制部32使用与式(3)相同的式(18)，来计算谐振频率f0。这里，也可以使用将式(14)的第一式和第二式中的一方或双方代入式(18)而得到的式子。于是，例如反馈控制部32将谐振频率f0乘以被设定为小于1的值的系数α(例如0.5以下的值)而得到的值设定为增益交叉频率的目标值fco。
[数学式18]
反馈控制部32用上限频率，对根据谐振频率f0计算出的增益交叉频率的目标值fco进行上限限制。上限频率被设定为小于开关频率fsw的频率。例如，上限频率被设定为开关频率fsw的1/10～1/20以下的频率。
另外，如用图8等进行说明的那样，反馈控制部32至少进行积分控制即可。例如，反馈控制部32可以进行积分控制以在增益交叉频率fc下使积分控制起作用，或者也可以如式(12)那样进行各拐点频率fip、fpd、fid大于谐振频率f0的比例积分控制、比例积分微分控制或积分微分控制。
根据这一结构，如上所述，在频率小于谐振频率f0的区域内，斩波电路的传递函数P(s)可以近似为比例要素，因此设定积分增益Ki，以使增益交叉频率fc位于该区域内，且在增益交叉频率fc下反馈控制的积分控制起作用。从而，能够使增益交叉频率fc下开环传递函数Go(s)的增益的斜率接近-20dB/dec，使相位接近-90度，从而能够使反馈控制***稳定，确保响应性。
<在增益交叉频率下使微分控制起作用的情况>
反馈控制部32在进行反馈控制时，至少进行如下的微分控制：如式(19)所示地将偏差ΔVout乘以微分增益Kd，对由此得到的值进行微分，从而改变占空比的反馈值Dfb。这里，右边的s表示微分运算。
[数学式19]
Dfb(s)＝ΔVoutKds…(19)
反馈控制部32基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的至少任意2种以上的信息，来改变微分增益Kd，以使微分控制的传递函数与斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率大于斩波电路的谐振频率f0。
根据这一结构，如上所述，在频率大于谐振频率f0的区域内，斩波电路的传递函数P(s)可以近似为二阶积分要素，因此设定微分增益Kd，以使增益交叉频率fc设定在该区域内，且在增益交叉频率fc下反馈控制的微分控制起作用。从而，能够使增益交叉频率fc下开环传递函数Go(s)的增益斜率接近-20dB/dec，使相位接近-90度，从而能够使反馈控制***稳定，确保响应性。
反馈控制部32基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的至少任意2种以上的信息，计算斩波电路的传递函数P(s)中的二级积分要素的增益，并根据二阶积分要素的增益的倒数和开环传递函数的增益交叉频率的目标值fco，来改变微分增益Kd。这里，开环传递函数是微分控制的传递函数与斩波电路的传递函数叠加后的传递函数。
本实施方式中，反馈控制部32使用式(7)和与式(10)的第二式相同的式(20)，来改变微分增益Kd。也可以使用将式(14)的第一式和第二式中的一方或双方代入式(20)而得到的式子。如式(20)的第一式所示，反馈控制部32基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin及占空比的信息D中的任意2种以上的信息、以及电抗器电流的检测值ILd，来改变微分增益Kd。如式(20)的第二式所示，由于RL×ILd的项也可以忽略为0，因此也可以不使用电抗器电流的检测值ILd。
[数学式20]
或/>
式(20)中，Vout是输出电压的信息，D是占空比的信息，这些信息按照式(15)所说明的那样设定。fco是增益交叉频率的目标值。Cout是输出侧的滤波电容器3的静电电容，使用预先设定的值。L是电抗器101的电感值，使用预先设定的值。ILd是电抗器电流的检测值。RL是预先设定的电抗器101的电阻值，使用预先设定的值。
反馈控制部32将增益交叉频率的目标值fco设定为大于斩波电路的谐振频率f0且小于斩波电路的一阶提前要素的拐点频率fvdz的频率。反馈控制部32如上所述地基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin和占空比的信息D中的至少2种以上的信息，来计算谐振频率f0。另外，反馈控制部32基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin和占空比的信息D中的任意2种以上的信息、以及电抗器电流的检测值ILd，来计算斩波电路的拐点频率fvdz。
本实施方式中，反馈控制部32使用与式(3)相同的式(21)，来计算谐振频率f0。也可以使用将式(14)的第一式和第二式中的一方或双方代入式(21)而得到的式子。反馈控制部32使用与式(4)相同的式(22)，来计算拐点频率fvdz。也可以使用将式(14)的第一式和第二式中的一方或双方代入式(22)而得到的式子。另外，如式(22)的第二式所示，RL×ILd的项也可以忽略为零。
[数学式21]
[数学式22]
或/>
例如，反馈控制部32如式(23)所示将谐振频率f0与拐点频率fvdz之间的比率β的频率设定为增益交叉频率的目标值fco。比率β设定为0～1之间的值，例如设定为0.5。
[数学式23]
fco＝β·f0+(1-β)·fvdz…(23)
反馈控制部32用上限频率，对根据式(21)和式(22)计算出的增益交叉频率的目标值fco进行上限限制。上限频率被设定为小于开关频率fsw的频率。例如，上限频率被设定为开关频率fsw的1/10～1/20以下的频率。
另外，如图9等进行说明的那样，反馈控制部32至少进行微分控制即可。例如，反馈控制部32可以进行微分控制以在增益交叉频率fc下使微分控制起作用，或者也可以如式(13)那样进行各拐点频率fpd、fip、fid小于谐振频率f0的比例积分控制、比例积分微分控制或积分微分控制。
根据这一结构，如上所述，在频率大于谐振频率f0且小于拐点频率fvdz的区域内，斩波电路的传递函数P(s)可以近似为二阶积分要素，因此设定微分增益Kd，以使增益交叉频率fc位于该区域内，且在增益交叉频率fc下使反馈控制的微分控制起作用。从而，能够使增益交叉频率fc下开环传递函数Go(s)的增益斜率接近-20dB/dec，使相位接近-90度，从而能够使反馈控制***稳定，确保响应性。
<基于谐振频率f0的控制变更>
对于根据占空比的信息D等发生变化的所有谐振频率f0，在增益交叉频率fc下可以进行积分控制和微分控制中的任意一种控制，但根据谐振频率f0的变化，在增益交叉频率fc下起作用的控制被认为要在积分控制与微分控制之间进行变更。
因此，反馈控制部32例如使用式(18)或式(21)，基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin和占空比的信息D中的至少2种以上的信息，来计算斩波电路的谐振频率f0。另外，反馈控制部32例如使用式(22)，基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin和占空比的信息D中的任意2种以上的信息、以及电抗器电流的检测值ILd，来计算斩波电路的一阶提前要素的拐点频率fvdz。
而且，在谐振频率f0小于判定频率的情况下，反馈控制部32改变反馈控制的控制增益，以使反馈控制的传递函数与斩波电路的传递函数叠加后的开环传递函数的增益交叉频率fc小于谐振频率f0，并且使该增益交叉频率fc存在于反馈控制所包含的积分控制起作用的频域内。另一方面，在谐振频率f0大于判定频率的情况下，反馈控制部32改变反馈控制的控制增益，以使开环传递函数的增益交叉频率fc大于谐振频率f0且小于拐点频率fvdz，并且使该增益交叉频率fc存在于反馈控制所包含的微分控制起作用的频域内。
根据这一结构，在谐振频率f0大于判定频率的情况下，使增益交叉频率fc小于谐振频率f0，在谐振频率f0小于判定频率的情况下，使增益交叉频率fc大于谐振频率f0，因此，即使谐振频率f0随着占空比发生变化，也能够将增益交叉频率fc设定为恰当的频率，从而确保反馈控制的响应性。
反馈控制至少包括积分控制和微分控制。例如，反馈控制采用积分微分控制或者比例积分微分控制。而且，反馈控制部32在谐振频率f0小于判定频率的情况下，例如使用式(18)，将增益交叉频率的目标值fco设定为小于谐振频率f0的频率，并且例如使用式(17)，设定积分增益Ki。另外，反馈控制部32如式(12)那样调整比例增益Kp和微分增益Kd，以使积分微分控制或比例积分微分控制的拐点频率fid、fip、fpd大于谐振频率f0。
反馈控制部32在谐振频率f0大于判定频率的情况下，例如使用式(21)～式(23)，将增益交叉频率的目标值fco设定为大于谐振频率f0且小于拐点频率fvdz的频率，并且例如使用式(20)，设定微分增益Kd。另外，反馈控制部32如式(13)那样调整比例增益Kp和积分增益Ki，以使积分微分控制或比例积分微分控制的拐点频率fid、fip、fpd小于谐振频率f0。
<基于谐振频率f0的拐点频率数量变更>
进一步考虑根据谐振频率f0的变化而变更反馈控制的情况。反馈控制部32例如使用式(18)或式(21)，基于输出电压的信息Vout、输入电压的信息Vin和占空比的信息D中的至少2种以上的信息，来计算斩波电路的谐振频率f0。并且，反馈控制部32在谐振频率f0小于判定频率的情况和大于判定频率的情况下，改变反馈控制的传递函数的拐点频率的数量。
例如，反馈控制部32在谐振频率f0小于判定频率的情况下，使反馈控制进行积分控制，将拐点频率的数量设为0，在谐振频率f0大于判定频率的情况下，使反馈控制进行积分微分控制或比例积分微分控制或比例微分控制，将拐点频率的数量设为1个或2个。
反馈控制部32在谐振频率f0小于判定频率的情况下，例如使用式(18)，将增益交叉频率的目标值fco设定为小于谐振频率f0的频率，并且例如使用式(17)，设定积分增益Ki。
反馈控制部32在谐振频率f0大于判定频率的情况下，例如使用式(21)～式(23)，将增益交叉频率的目标值fco设定为大于谐振频率f0且小于拐点频率fvdz的频率，并且例如使用式(20)，设定微分增益Kd。另外，反馈控制部32如式(13)那样调整比例增益Kp和积分增益Ki，以使积分微分控制或比例积分微分控制的拐点频率fid、fip、fpd大于谐振频率f0。
本公开记载了例示的实施方式，但实施方式中记载的各种特征、形态及功能并不限于特定实施方式的应用，可单独或以各种组合来应用于实施方式。因此，可在本申请所公开的技术区域内设想未举例示出的无数变形例。例如，设想至少一个构成要素发生变形的情况，包括增加的情况和省略的情况。
标号说明
2 滤波电容器
10 功率转换装置
20 输入端子
21 输出端子
30 控制电路
100 斩波电路
101 电抗器
102 开关元件
103 二极管
104 电流检测电路
C 反馈控制的传递函数
D 占空比的信息
Dc 占空比的计算值
Dfb 占空比的反馈值
Go 开环传递函数
IL 电抗器电流
Kd 微分增益
Ki 积分增益
P 斩波电路的传递函数
Vin 输入电压的信息
Vind 输入电压的检测值
Vin0 输入电压的设定值
Vout 输出电压的信息
Voutd 输出电压的检测值
Vouto 输出电压的目标值
f0 斩波电路的谐振频率
fc 开环传递函数的增益交叉频率
fco 增益交叉频率的目标值
fvdz 斩波电路的拐点频率
ΔVout 偏差

Claims (11)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
斩波电路，该斩波电路在输入端子与输出端子之间对直流功率进行转换，具有电抗器和开关元件；
电压检测电路，该电压检测电路检测从所述输出端子输出的输出电压；以及
控制电路，该控制电路进行使占空比的反馈值改变的反馈控制，以使所述输出电压的目标值与所述输出电压的检测值的偏差接近为零，并且该控制电路利用所述占空比的反馈值对所述开关元件进行通断控制，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、输入到所述输入端子的输入电压的信息及占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，使所述反馈控制的频率特性改变，
所述控制电路在所述反馈控制中至少进行积分控制，该积分控制将所述偏差乘以积分增益，并对由此得到的值进行积分，从而改变所述占空比的反馈值，
基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息和所述占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，来改变所述积分增益，以使所述积分控制的传递函数与所述斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率小于所述斩波电路的谐振频率。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路使用所述输出电压的检测值或所述输入电压的目标值作为所述输出电压的信息，使用所述电压检测电路检测出的所述输入电压的检测值或所述输入电压的设定值作为所述输入电压的信息，使用所述占空比的反馈值或基于所述输出电压的信息和所述输入电压的信息计算出的占空比的计算值作为所述占空比的信息。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息及所述占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，来计算所述输出电压的变化相对于所述占空比的变化在所述斩波电路的传递函数中的比例要素的增益，
根据所述比例要素的增益的倒数、以及所述积分控制的传递函数与所述斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率的目标值，来改变所述积分增益。
4.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
还具备电流检测电路，该电流检测电路检测所述电抗器中流过的电流，
所述控制电路将所述输出电压的信息设为Vout，将所述电流的检测值设定为ILd，将所述电抗器的电阻值设为RL，将所述占空比的信息设为D，将所述积分控制的传递函数与所述斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率的目标值设为fco，将所述积分增益设为Ki，根据下式来改变所述积分增益：
Ki＝2π×fco×(1-D)2/(Vout×(1-D)-RL×ILd)
或者
Ki＝2π×fco×(1-D)2/(Vout×(1-D))。
5.如权利要求3或4所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路将所述增益交叉频率的目标值设定为小于基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息及所述占空比的信息中的任意2种以上的信息而计算出的所述斩波电路的谐振频率的频率。
6.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
斩波电路，该斩波电路在输入端子与输出端子之间对直流功率进行转换，具有电抗器和开关元件；
电压检测电路，该电压检测电路检测从所述输出端子输出的输出电压；以及
控制电路，该控制电路进行使占空比的反馈值改变的反馈控制，以使所述输出电压的目标值与所述输出电压的检测值的偏差接近为零，并且该控制电路利用所述占空比的反馈值对所述开关元件进行通断控制，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、输入到所述输入端子的输入电压的信息及占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，使所述反馈控制的频率特性改变，
所述控制电路在所述反馈控制中至少进行微分控制，该微分控制将所述偏差乘以微分增益，并对由此得到的值进行微分，从而改变所述占空比的反馈值，
基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息和所述占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，来改变所述微分增益，以使所述微分控制的传递函数与所述斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率大于所述斩波电路的谐振频率。
7.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息及所述占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，来计算所述输出电压的变化相对于所述占空比的变化在所述斩波电路的传递函数中的二阶积分要素的增益，
根据所述二阶积分要素的增益的倒数、以及所述微分控制的传递函数与所述斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率的目标值，来改变所述微分增益。
8.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
还具备电流检测电路，该电流检测电路检测所述电抗器中流过的电流，
所述斩波电路在所述输出端子的跟前具有滤波电容器，
所述控制电路将所述输出电压的信息设为Vout，将所述电流的检测值设定为ILd，将所述电抗器的电阻值设为RL，将所述电抗器的电感值设为L，将所述占空比的信息设为D，将所述滤波电容器的静电电容设为Cout，将所述微分控制的传递函数与所述斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率的目标值设为fco，将所述微分增益设为Kd，根据下式来改变所述微分增益：
Kd＝2π×fco×L×Cout/(Vout×(1-D)-RL×ILd)
或者
Kd＝2π×fco×L×Cout/(Vout×(1-D))。
9.如权利要求7或8所述的功率转换装置，其特征在于，
还具备电流检测电路，该电流检测电路检测所述电抗器中流过的电流，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息及所述占空比的信息中的任意2种以上的信息来计算所述斩波电路的谐振频率，基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息及所述占空比的信息中的任意2种以上的信息、以及所述电流的检测值，来计算所述斩波电路的拐点频率，将所述增益交叉频率的目标值设定为大于所述斩波电路的谐振频率且小于所述斩波电路的拐点频率的频率。
10.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
斩波电路，该斩波电路在输入端子与输出端子之间对直流功率进行转换，具有电抗器和开关元件；
电压检测电路，该电压检测电路检测从所述输出端子输出的输出电压；以及
控制电路，该控制电路进行使占空比的反馈值改变的反馈控制，以使所述输出电压的目标值与所述输出电压的检测值的偏差接近为零，并且该控制电路利用所述占空比的反馈值对所述开关元件进行通断控制，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、输入到所述输入端子的输入电压的信息及占空比的信息中的至少任意2种以上的信息，使所述反馈控制的频率特性改变，
还具备电流检测电路，该电流检测电路检测所述电抗器中流过的电流，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息及所述占空比的信息中的任意2种以上的信息来计算所述斩波电路的谐振频率，基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息及所述占空比的信息中的任意2种以上的信息、以及所述电流的检测值，来计算所述斩波电路的拐点频率，
在所述谐振频率小于判定频率的情况下，改变所述反馈控制的控制增益，以使所述反馈控制的传递函数与所述斩波电路的传递函数叠加后得到的开环传递函数的增益交叉频率小于所述谐振频率，并且使该增益交叉频率存在于所述反馈控制所包含的积分控制起作用的频域内，
在所述谐振频率大于所述判定频率的情况下，改变所述反馈控制的控制增益，以使所述开环传递函数的增益交叉频率大于所述谐振频率且小于所述拐点频率，并且使该增益交叉频率存在于所述反馈控制所包含的微分控制起作用的频域内。
11.如权利要求10所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路基于所述输出电压的信息、所述输入电压的信息及所述占空比的信息中的任意2种以上信息来计算所述斩波电路的谐振频率，在所述谐振频率小于判定频率的情况和大于所述判定频率的情况下，改变所述反馈控制的传递函数的拐点频率的数量。
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