CN111181493B - 一种毫米波双频带双模式混频器 - Google Patents
一种毫米波双频带双模式混频器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN111181493B CN111181493B CN201911177218.3A CN201911177218A CN111181493B CN 111181493 B CN111181493 B CN 111181493B CN 201911177218 A CN201911177218 A CN 201911177218A CN 111181493 B CN111181493 B CN 111181493B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- transistor
- switch
- drain
- layer
- gilbert
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
本发明公开了一种毫米波双频带双模式混频器,其包括跨导级、共栅级、下层吉尔伯特单元、上层吉尔伯特单元、四路正交功分器、输出匹配及差分转单端网络、第一开关和第二开关;其中,共栅级和下层吉尔伯特单元的偏置电压分别由第一开关和第二开关控制;当控制电压为0时,共栅级导通,下层吉尔伯特单元关闭,该混频器工作在基波混频模式;当控制电压为1时,共栅级关闭,下层吉尔伯特单元处于临界导通状态,该混频器工作在谐波混频模式;通过基波混频和谐波混频之间的模式切换,该混频器可以实现毫米波双频带应用。
Description
技术领域
本发明属于微波毫米波技术领域,涉及一种毫米波双频带混频器,尤其涉及一种能在基波混频模式和谐波混频模式之间切换使用的毫米波双频带双模式混频器。
背景技术
随着第五代移动通信(5G)的应用场景和市场需求不断增多,毫米波无线通信***正朝着多频带、多模式、低成本、高集成度等方向发展。为了使同一毫米波芯片支持多个频段和多种模式的应用,通常需要在每个频段单独设计一套射频前端,并将它们在版图中并行排列。采用这种设计方法的缺点是芯片中射频组件(比如低噪声放大器、功率放大器、压控振荡器和混频器等)的数量与所需频段的数量成正比,不可避免地增加了芯片的成本、面积和功耗。为了缓解上述问题,要求部分甚至所有射频组件都能够在多个频带之间共用。作为毫米波多频带***中的重要组件,毫米波多频带混频器的设计和制作至关重要。
当前的双频带混频器通常工作在基波混频模式,在此基础上通过由电感和电容等集总元件搭建的双频带阻抗匹配网络实现双频带混频。由于双频带应用中两个频段之间的频率间隔较大,该类双频带混频器往往需要分别覆盖高、低频段的两个或多个本振源,增加了***的面积、功耗和复杂度。还有一种方法是有效利用本振的基波和谐波分量,通过控制本振的基波分量或谐波分量与输入信号进行混频,实现在本振的基波频段和谐波频段的双频带应用。尽管这种方法减少了本振源的数量、降低了毫米波高频段的本振设计难度,但由于本振的基波频率和谐波频率相隔一个倍频程,这对本振驱动放大器的带宽、输出功率和功耗等综合指标提出了极高的要求;在实际应用中往往需要使用分别覆盖高、低频段的两个本振驱动放大器对它们进行放大,消耗了额外的面积和功耗。
因此,需要发明一种新型的毫米波双频带混频器,不仅能减少本振源数量、降低毫米波高频段本振设计难度,还能显著降低本振驱动放大器的带宽和功耗设计要求,这对于减小***的面积、功耗和成本具有重要的作用。
发明内容
本发明提供一种可在基波混频模式和谐波混频模式之间切换使用的毫米波双频带混频器,有效地减少了本振源的数量、降低了本振放大器和毫米波高频段本振源的设计难度,有利于减小***芯片的面积、功耗和成本。
本发明采用如下技术方案:
一种毫米波双频带双模式混频器,包括跨导级、共栅级、下层吉尔伯特单元、上层吉尔伯特单元、四路正交功分器、输出匹配及差分转单端网络、第一开关、第二开关。其中,共栅级和下层吉尔伯特单元的偏置电压分别由第一开关和第二开关控制;跨导级为共源结构,其栅极接差分输入信号;共栅级的源极与跨导级的漏极、下层吉尔伯特单元的源极连接,漏极与下层吉尔伯特单元的漏极、上层吉尔伯特单元的源极连接;输出匹配及差分转单端网络与上层吉尔伯特单元的漏极连接;下层吉尔伯特单元的栅极、上层吉尔伯特单元的栅极分别与四路正交功分器输出的正交差分本振信号LOI和LOQ连接;VG1和VG3分别为跨导级和共栅级的饱和偏置电压,VG2和VG4分别为下层吉尔伯特单元和上层吉尔伯特单元的临界导通电压。
当开关组(第一开关和第二开关)的控制电压VC=1时,共栅级关闭,下层吉尔伯特单元处于临界导通状态;输入信号在下层吉尔伯特单元和上层吉尔伯特单元中依次与本振LOI和LOQ进行混频;由于LOI和LOQ的相位差为90度,上述两级混频可以等效为谐波混频。当开关组的控制电压VC=0时,共栅级导通,下层吉尔伯特单元的栅极电压为0;当LOI的电压幅度VLOI小于跨导级的漏级电压VDT和晶体管的阈值电压VTH之和,即VLOI<VDT+VTH时,下层吉尔伯特单元中的晶体管始终处于关闭状态,输入信号通过导通的共栅级进入上层吉尔伯特单元与LOQ进行混频,实现了基波混频。由此可见,通过改变开关组的控制电压VC,可以使混频器在基波混频模式和谐波混频模式之间切换,从而可以在本振的基波频段和谐波频段实现双频带应用。
本发明具有如下优点:
1)本发明可以在两个毫米波频段和两种混频模式之间切换,扩展了混频器的带宽和应用范围;
2)该混频器在基波混频和谐波混频之间的模式切换,减小了所需本振的频率覆盖范围,降低了本振源和本振驱动放大器的设计难度,有利于降低***的面积和功耗;
3)该混频器在基波混频和谐波混频之间的模式切换仅通过一个控制电压和开关组进行控制,使用简单、方便。
附图说明
图1是毫米波双频带双模式混频器的电路原理图;
图2(a)/(b)分别是本发明在基波/谐波混频模式下的开关函数示意图;
图3是本发明在基波/谐波混频模式下的变频增益随本振功率变化的测试结果;
图4是本发明在基波/谐波混频模式下的变频增益的测试结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
如图1所示,本发明提供的一种毫米波双频带双模式混频器,包括跨导级1、共栅级2、下层吉尔伯特单元3、上层吉尔伯特单元4、四路正交功分器5、输出匹配及差分转单端网络6,第一开关SW1、第二开关SW2;
所述跨导级1包括晶体管M1-M2,共栅级2包括晶体管M3-M4和电容C1,下层吉尔伯特单元3包括晶体管M5-M8,上层吉尔伯特单元4包括晶体管M9-M12。电路具体连接关系如下:跨导级1中的第一晶体管M1和第二晶体管M2以共源差分对的形式连接,它们的源极接地,栅极作为中频信号的差分输入端口,第一偏置电压VG1通过电阻R1-R2馈入;共栅级2中的第三晶体管M3的源极与第一晶体管M1的漏极、第五晶体管M5的源极、第六晶体管M6的源极连接,第三晶体管M3的漏极与第五晶体管M5的漏极、第七晶体管M7的漏级、第九晶体管M9的源极、第十晶体管M10的源极连接,第四晶体管M4的源极与第二晶体管M2的漏极、第七晶体管M7的源极、第八晶体管M8的源极连接,第四晶体管M4的漏极与第六晶体管M6的漏极、第八晶体管M8的漏极、第十一晶体管M11的源极、第十二晶体管M12的源极连接,第三晶体管M3的栅极与第四晶体管M4的栅极、电容C1的一端、第一开关SW1的不动端连接,电容C1的另一端和第一开关SW1的第一动端接地,第一开关SW1的第二动端与第三偏置电压VG3连接;下层吉尔伯特单元3中第五晶体管M5的栅极与第八晶体管M8的栅极、四路正交功分器5的0°端口、第四电阻R4的一端连接,第六晶体管M6的栅极与第七晶体管M7的栅极、四路正交功分器5的180°端口、第三电阻R3的一端连接,第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的另一端、第二开关SW2的不动端连接,第二开关SW2的第一动端与第二偏置电压VG2连接,第二开关SW2的第二动端接地;上层吉尔伯特单元4中第九晶体管M9的栅极与第十二晶体管M12的栅极、四路正交功分器5的90°端口、第六电阻R6的一端连接,第十晶体管M10的栅极与第十一晶体管M11的栅极、四路正交功分器5的270°端口、第五电阻R5的一端连接,第五电阻R5的另一端与第六电阻R6的另一端、第四偏置电压VG4连接;输出匹配及差分转单端网络6的N1端口与第九晶体管M9的漏极、第十一晶体管M11的漏极连接,N2端口与第十晶体管M10的漏极、第十二晶体管M12的漏极连接,N3端口与电源电压VCC连接,N4端口输出射频信号。
由图1可知,共栅级2的栅极电压VB和下层吉尔伯特单元3的栅极电压VA分别由第一开关SW1和第二开关SW2控制。当VC=1时,VA=VG2,VB=0;当VC=0时,VA=0,VB=VG3。
首先定义共栅级2和下层吉尔伯特单元3的复合开关函数为S1(t),上层吉尔伯特单元4的开关函数为S2(t)。由于跨导级1的作用是将输入电压转化为输出电流,并不参与混频过程,所以混频器的等效开关函数可以表示为S(t)=S1(t)S2(t)。
当开关组的控制电压VC=1时,共栅级2关闭,下层吉尔伯特单元3处于临界导通状态,此时S1(t)等于下层吉尔伯特单元3的开关函数。假设下层吉尔伯特单元3和上层吉尔伯特单元4中的晶体管均工作在理想开关状态,S1(t)和S2(t)在时域上分别表现为频率和相位对应于LOI和LOQ的方波。因为LOI和LOQ的相位差为90度,S1(t)和S2(t)在时域上会有四分之一个周期的偏移,所以两者相乘之后得到的S(t)的开关频率是本振频率的两倍,如图2(a)所示。因此,该混频器工作在谐波混频模式。
当开关组的控制电压VC=0时,共栅级2导通,下层吉尔伯特单元3的栅极电压为0。当LOI的电压幅度VLOI小于跨导级1的漏级电压VDT和晶体管的阈值电压VTH之和,即VLOI<VDT+VTH时,下层吉尔伯特单元3中的晶体管始终处于关闭状态(无法被LOI激活),此时S1(t)等于共栅级2的开关函数。因为共栅级2始终处于导通状态,所以S1(t)在时域上表现为一条水平的直线,如图2(b)所示。与此同时,S2(t)仍然为对应于LOQ的方波,所以S(t)的开关频率等于本振频率。因此,该混频器工作在基波混频模式。
需要注意的是,当混频器在基波混频模式工作时,必须满足VLOI<VDT+VTH,即本振功率不可过大,否则下层吉尔伯特单元3中的晶体管会在部分时间导通,导致基波混频的效率急速下降。
综上所述,通过改变开关组的控制电压VC,可以使混频器在基波混频模式和谐波混频模式之间切换,从而在本振的基波频段和谐波频段实现双频带应用。
图3是本发明在基波/谐波混频模式下变频增益随本振功率变化的测试结果。由图可见,当本振功率大于3dBm时,该混频器在两种模式下都能获得较好的变频增益;当本振功率继续升高到大于8dBm时,该混频器在基波混频模式下的变频增益迅速下降,而在谐波混频模式下的变频增益基本不变。
图4是本发明在基波/谐波混频模式下的变频增益的测试结果。该混频器在基波混频模式下的射频工作频带为17.5-32GHz,变频增益为2.5±1.5dB;在谐波混频模式下的射频工作频带为37-50GHz,变频增益为-0.5±1.5dB;以上两个频段覆盖了当前大部分国家和地区发布的5G毫米波频谱,因此本发明可获得多种5G毫米波应用。
本发明采用硅基互补金属氧化物半导体集成电路工艺实现。
以上所述仅是本发明的优选实施方式,应当指出:对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明原理的前提下,还可以做出若干改进和润饰,这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (1)
1.一种毫米波双频带双模式混频器,其特征在于:该混频器包括跨导级、共栅级、下层吉尔伯特单元、上层吉尔伯特单元、四路正交功分器、输出匹配及差分转单端网络、第一开关、第二开关;跨导级为共源结构,其栅极接差分输入信号;共栅级的源极与跨导级的漏极、下层吉尔伯特单元的源极连接,漏极与下层吉尔伯特单元的漏极、上层吉尔伯特单元的源极连接;输出匹配及差分转单端网络与上层吉尔伯特单元的漏极连接;下层吉尔伯特单元的栅极、上层吉尔伯特单元的栅极分别与四路正交功分器输出的正交差分本振信号LOI和LOQ连接;共栅级级和下层吉尔伯特单元的偏置电压分别由第一开关和第二开关控制;
当第一开关和第二开关的控制电压VC=1时,共栅级关闭,下层吉尔伯特单元处于临界导通状态;输入信号在下层吉尔伯特单元和上层吉尔伯特单元中依次与正交差分本振LOI和LOQ进行混频;由于LOI和LOQ的相位差为90度,实现谐波混频;
当开关组的控制电压VC=0时,共栅级导通,下层吉尔伯特单元的栅极电压为0;当LOI的电压幅度VLOI小于跨导级的漏级电压VDT和晶体管的阈值电压VTH之和,即VLOI<VDT+VTH时,下层吉尔伯特单元中的晶体管始终处于关闭状态,输入信号通过导通的共栅级进入上层吉尔伯特单元与LOQ进行混频,实现基波混频;
所述跨导级包括晶体管M1-M2,共栅级包括晶体管M3-M4和电容C1,下层吉尔伯特单元包括晶体管M5-M8,上层吉尔伯特单元包括晶体管M9-M12;
跨导级中的第一晶体管M1和第二晶体管M2以共源差分对的形式连接,它们的源极接地,栅极作为中频信号的差分输入端口,第一偏置电压VG1通过电阻R1-R2馈入;共栅级中的第三晶体管M3的源极与第一晶体管M1的漏极、第五晶体管M5的源极、第六晶体管M6的源极连接,第三晶体管M3的漏极与第五晶体管M5的漏极、第七晶体管M7的漏级、第九晶体管M9的源极、第十晶体管M10的源极连接,第四晶体管M4的源极与第二晶体管M2的漏极、第七晶体管M7的源极、第八晶体管M8的源极连接,第四晶体管M4的漏极与第六晶体管M6的漏极、第八晶体管M8的漏极、第十一晶体管M11的源极、第十二晶体管M12的源极连接,第三晶体管M3的栅极与第四晶体管M4的栅极、电容C1的一端、第一开关SW1的不动端连接,电容C1的另一端和第一开关SW1的第一动端接地,第一开关SW1的第二动端与第三偏置电压VG3连接;下层吉尔伯特单元中第五晶体管M5的栅极与第八晶体管M8的栅极、四路正交功分器的0°端口、第四电阻R4的一端连接,第六晶体管M6的栅极与第七晶体管M7的栅极、四路正交功分器的180°端口、第三电阻R3的一端连接,第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的另一端、第二开关SW2的不动端连接,第二开关SW2的第一动端与第二偏置电压VG2连接,第二开关SW2的第二动端接地;上层吉尔伯特单元中第九晶体管M9的栅极与第十二晶体管M12的栅极、四路正交功分器的90°端口、第六电阻R6的一端连接,第十晶体管M10的栅极与第十一晶体管M11的栅极、四路正交功分器的270°端口、第五电阻R5的一端连接,第五电阻R5的另一端与第六电阻R6的另一端、第四偏置电压VG4连接;输出匹配及差分转单端网络的N1端口与第九晶体管M9的漏极、第十一晶体管M11的漏极连接,N2端口与第十晶体管M10的漏极、第十二晶体管M12的漏极连接,N3端口与电源电压VCC连接,N4端口输出射频信号。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201911177218.3A CN111181493B (zh) | 2019-11-26 | 2019-11-26 | 一种毫米波双频带双模式混频器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201911177218.3A CN111181493B (zh) | 2019-11-26 | 2019-11-26 | 一种毫米波双频带双模式混频器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN111181493A CN111181493A (zh) | 2020-05-19 |
CN111181493B true CN111181493B (zh) | 2023-04-25 |
Family
ID=70655379
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201911177218.3A Active CN111181493B (zh) | 2019-11-26 | 2019-11-26 | 一种毫米波双频带双模式混频器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN111181493B (zh) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6348830B1 (en) * | 2000-05-08 | 2002-02-19 | The Regents Of The University Of Michigan | Subharmonic double-balanced mixer |
CN105514612A (zh) * | 2016-01-29 | 2016-04-20 | 杭州电子科技大学 | 低剖面双频带全向天线 |
CN108717992A (zh) * | 2018-04-09 | 2018-10-30 | 杭州电子科技大学 | 毫米波差分馈电的双极化电磁偶极子天线 |
DE212018000140U1 (de) * | 2018-06-29 | 2019-10-15 | Fan FAN | Mischerschaltung |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7386290B2 (en) * | 2004-07-30 | 2008-06-10 | Broadcom Corporation | RX dual-band mixer |
US7415257B2 (en) * | 2005-10-14 | 2008-08-19 | Kuei-ann Wen | Dual-band mixer and its design flow |
WO2008052117A2 (en) * | 2006-10-25 | 2008-05-02 | Georgia Tech Research Corporation | Analog signal processor in a multi-gigabit receiver system |
-
2019
- 2019-11-26 CN CN201911177218.3A patent/CN111181493B/zh active Active
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6348830B1 (en) * | 2000-05-08 | 2002-02-19 | The Regents Of The University Of Michigan | Subharmonic double-balanced mixer |
CN105514612A (zh) * | 2016-01-29 | 2016-04-20 | 杭州电子科技大学 | 低剖面双频带全向天线 |
CN108717992A (zh) * | 2018-04-09 | 2018-10-30 | 杭州电子科技大学 | 毫米波差分馈电的双极化电磁偶极子天线 |
DE212018000140U1 (de) * | 2018-06-29 | 2019-10-15 | Fan FAN | Mischerschaltung |
Non-Patent Citations (5)
Title |
---|
Fan, KK,and etc,..Wideband Horizontally Polarized Omnidirectional Antenna with a Conical-beam for Millimeter-wave Applications.IEEE Transactions on Antennas and Propagation.2018,全文. * |
Jiang, B ; Yang, SF ; Bao, JR ; Liu, C,Tang, XH ; Zhu, F.Optimized polar coded selective relay cooperation with iterative threshold decision of pseudo posterior probability.IEEE Access.2019,全文. * |
徐力翔 ; 张晓红 ; 游彬 ; 罗国清.环境WiFi能量采集***的匹配网络与整流电路设计.南京信息工程大学学报(自然科学版).2017,全文. * |
焦鹏辉.应用于卫星导航抗干扰***射频前端设计.中国优秀硕士学位论文全文数据库信息科技辑.2017,全文. * |
金华燕 ; 罗国清 ; 车文荃.巴伦滤波器馈电的差分滤波天线.2018年全国微波毫米波会议论文集(下册).2018,全文. * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN111181493A (zh) | 2020-05-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP1653603B1 (en) | Passive reflection mixer | |
EP2263308B1 (en) | A combined mixer and balun design | |
US8660514B1 (en) | Multiple mode RF circuit | |
US8963612B1 (en) | Multiple mode RF circuit | |
CN111969956B (zh) | 一种Ka波段宽带上变频器 | |
WO2006040997A1 (ja) | 双方向周波数変換器およびこれを用いた無線機 | |
US8478219B2 (en) | Heterodyne receiver | |
KR20010106456A (ko) | 반도체 회로 | |
US9602066B2 (en) | Polarity-switching amplifier circuit | |
US8258827B2 (en) | Frequency doubler | |
US20060057998A1 (en) | Frequency mixing apparatus | |
US9059662B1 (en) | Active combiner | |
TW201947887A (zh) | 適用於毫米波第五代通訊的射頻前端電路 | |
CN114514704A (zh) | 用于毫米波无线通信的宽带发射器 | |
CN109004905B (zh) | 一种带有巴伦的上变频混频器 | |
CN111181493B (zh) | 一种毫米波双频带双模式混频器 | |
CN104104336A (zh) | 一种具有噪声抵消的低功耗宽带射频前端电路 | |
CN101212202A (zh) | 具有滤波模块来滤除低频成分以降低噪声指数的混频器 | |
Rajashekharaiah et al. | A new gain controllable on-chip active balun for 5 GHz direct conversion receiver | |
US7109795B2 (en) | Amplifier-mixer device | |
CN106603013B (zh) | 一种cmos互补结构的混频器电路 | |
KHAN et al. | A 120 ghz down conversion mixer design for improved linearity, high conversion-gain and low noise-figure in 130 nm cmos technology | |
WO2015117645A1 (en) | A frequency multiplier and a method therein for generating an output signal with a specific frequency | |
Khan et al. | A Low leakage down-conversion K-Band MIXER using current-reuse double-balanced architecture in 130-nm CMOS process for modern RF applications | |
US9912293B2 (en) | Sub-harmonic mixer and a method therein for converting radio frequency signals to intermediate frequency signals |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |