CN111181407A - 一种c-llct-llt型谐振直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种C‑LLCT‑LLT型谐振直流变换器,包括依次连接的电压型半桥逆变电路、C‑LLCT‑LLT谐振腔及全桥整流电路,C‑LLCT‑LLT谐振腔包括第一相谐振回路和第二相谐振回路,第一相谐振回路包括第一串联支路电感、第一并联支路电感、第一并联支路电容和第一高频变压器,第二相谐振回路包括第二串联支路电感、第二并联支路电感和第二高频变压器,第一串联支路电感的输入端与第二串联支路电感的输入端均连接串联支路电容的一端,串联支路电容的另一端与半桥逆变电路的输出端口连接,第一高频变压器和第二高频变压器的副边绕组与全桥整流电路的输入端口串联。本发明具有较宽的电压增益调节范围和较高的功率变换效率。

Description

一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器
技术领域
本发明属于直流变换器的技术领域,具体涉及一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器。
背景技术
近年来,服务器数据电源***领域的相关技术由于需求的不断提升得到了蓬勃发展。在这些电源***中,由于交流电网产生的交流电压在经过整流和有源功率因数校正后,输出的直流电压往往明显高于服务器数据电源所工作在的电压等级,因此往往需要一个具有高降压比的直流-直流变换器对电压进行有效变换。然而,为防止***断电造成数据损失,需要确保最终提供给服务器数据电源的直流电压能最大化的免受母线电压跌落而造成的影响。为此,往往需要在服务器数据电源的电压输入侧并联大容量稳压电容以抑制电压跌落,使不间断供电电源(UPS)能够及时对***提供后备保障。由于稳压电容的容值与体积成正相关关系,因此电容容值的大幅增加虽然能够在一定程度上抑制服务器数据电源出现故障的可能性,但也同时会带来***整体体积的大幅增加,进而导致成本也随之增加。为此,近年来多数学者将目光由***中的稳压电容转向了提供电压转换的直流-直流变换器,希望通过拓宽直流-直流变换器的电压增益范围来维持其输出电压免受母线电压跌落的影响,进而提升服务器数据电源***工作的可靠性。
在针对此场景而使用的直流-直流变换器中,LLC型谐振变换器由于出色的综合性能被广泛使用。LLC型变换器能够在很宽的负载范围内实现逆变开关管的零电压开通(ZVS)和整流二极管的零电流关断(ZCS),进而使得***中的直流-直流电压变换过程获得较高的变换效率。然而,当母线电压发生跌落时,为确保LLC型变换器实现更高的电压增益,其并联支路电感(励磁电感)的感值需要尽可能小。因此,当变换器工作在母线电压正常状态而不需要高电压增益时,低感值的并联支路电感导致的谐振腔阻抗的减小会导致谐振腔中的电流增大,进而使得变换器的效率降低。为此,近年来有学者提出了一种LCLC型谐振变换器。相对于LLC型变换器而言,其唯一的不同之处在于将并联支路电感(励磁电感)换成了一对串联连接的电感和电容(即并联支路电感和并联支路电容)。当开关频率高于该电感和电容之间的谐振频率时,该电感和电容将形成一个“可变励磁电感”。由于电容可以看作是负电感器,其感值的绝对值与开关频率变化方向相反,因此在开关频率较高时“可变励磁电感”的感值会自然较大,在开关频率较低时“可变励磁电感”的感值会自然较小。因此,当母线电压处于正常状态时,由于增益需求较低,因此开关频率较高,为获得较高的效率可设置此时的开关频率等于变换器的谐振频率,因此此时的增益与励磁电感的感值无关。由于此时“可变励磁电感”的感值较大,变换器可以因较大的谐振腔阻抗、较低的谐振电流进一步提升变换效率;而当母线电压发生跌落时,通过降低开关频率又可以因“可变励磁电感”感值的降低获得很高的电压增益(由于不间断供电电源(UPS)的作用,母线电压发生跌落而导致的变换器高增益状态持续总时间很短,因此母线电压跌落状态下变换器的效率可不予考虑)。为此可以看出,LCLC变换器可以在效率和电压增益方面获得双重优势。
当母线电压发生跌落、开关频率降低而使得“可变励磁电感”的感值降低后,对于LCLC变换器中的串联支路电容而言,即便谐振腔的输入阻抗出现了减小,但由于输入电压的同时下降,使得流过串联支路电容的电流并不会明显增加,因此在母线电压发生跌落时,串联支路电容的电压应力并不会发生明显的增加。然而,为维持输出电压不变,“可变励磁电感”感值的降低会直接导致流过并联支路电容的电流明显增加。此外,为确保在降低开关频率的过程中“可变励磁电感”感值变化明显以使增益提升明显,并联支路电容的容值会尽量小。因此,两方面因素都将一并导致并联支路电容的电压应力急剧增高。由于过高的电容电压应力将降低变换器工作的可靠性,因此并联支路电容的电压应力问题成为了制约传统LCLC变换器性能的一大主要因素。
发明内容
本发明的目的在于:针对现有技术的不足,提供一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,能够获得与LCLC变换器一致的宽电压增益特性,还可以避免在母线电压跌落情况下并联支路电容电压应力过高的问题,同时,通过并联分流的方式进一步减小变换器工作在母线电压正常状态时磁元件的绕组损耗,提高功率变换效率。
为了实现上述目的,本发明采用如下技术方案:
一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,包括依次连接的电压型半桥逆变电路、C-LLCT-LLT谐振腔及全桥整流电路,所述C-LLCT-LLT谐振腔包括第一相谐振回路和第二相谐振回路,所述第一相谐振回路包括第一串联支路电感Lr1、第一并联支路电感Lp1、第一并联支路电容Cp1和第一高频变压器T1,所述第二相谐振回路包括第二串联支路电感Lr2、第二并联支路电感Lm2和第二高频变压器T2,所述第一串联支路电感Lr1的输入端与所述第二串联支路电感Lr2的输入端均连接串联支路电容Cr的一端,所述串联支路电容Cr的另一端与所述半桥逆变电路的输出端口连接,所述第一高频变压器T1和第二高频变压器T2的副边绕组与所述全桥整流电路的输入端口串联。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述半桥逆变电路包括输入稳压电容Ci、第一高频功率开关器件S1及第二高频功率开关器件S2,所述输入稳压电容Ci、所述第一高频功率开关器件S1及所述第二高频功率开关器件S2形成回路。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述半桥逆变电路的输出端口设置于所述第一高频功率开关器件S1和所述第二高频功率开关器件S2之间。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述全桥整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4及输出稳压滤波电容Co,所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3及所述第四二极管D4形成回路,所述输出稳压滤波电容Co与所述第三二极管D3及所述第四二极管D4并联。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述第一二极管D1和所述第二二极管D2之间设置有所述全桥整流电路的第一输入端口,所述第一输入端口连接所述第一高频变压器T1的副边绕组。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述第一二极管D1的阳极和所述第二二极管D2的阴极连接。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述第三二极管D3和所述第四二极管D4之间设置有所述全桥整流电路的第二输入端口,所述第二输入端口连接所述第二高频变压器T2的副边绕组。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述第三二极管D3的阳极和所述第四二极管D4的阴极连接。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3及所述第四二极管D4均为单向二极管。
作为本发明所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的一种改进,所述第一并联支路电容Cp1的一端与所述第二并联支路电感Lm2的一端连接。
本发明的有益效果在于:
(1)当变换器的开关频率高于电感Lp1和电容Cp1的谐振频率时,电感Lp1和电容Cp1便可以等效为一个电感值会随开关频率降低而降低的“可变励磁电感”。因此,当母线电压发生跌落时,只需通过降低开关频率便可以使得“可变励磁电感”的感值降低,进而使得变换器的电压增益大幅提升并最终稳定输出电压,使输出电压免受母线电压跌落的影响;而当母线电压处于正常状态时,为降低电压增益,开关频率需要上升,若设置此时的开关频率等于变换器的谐振频率,则此时的增益便与励磁电感感值无关,因此具有较高感值的“可变励磁电感”所导致的谐振腔阻抗的增大又可以降低谐振电流的大小,进而可以获得更高的变换效率。
(2)C-LLCT-LLT型谐振直流变换器可以依靠其特殊的谐振腔结构,在“可变励磁电感”感值降低的同时,“可变励磁电感”两端的电压也会同时降低,进而可以使得母线电压跌落状态下流经“可变励磁电感”的电流免受过度增加,因此相比于传统LCLC型谐振直流变换器,“可变励磁电感”中的电容(即并联支路电容)能够免受过高的电压应力,进而降低电容的制作成本、提高***可靠性。
(3)相比于传统LCLC型变换器由5个元件构成的单相谐振回路,C-LLCT-LLT型变换器可以在只增加2个元件的条件下便将谐振回路拓展为两相,在元件数量小比例增加的情况下便可依靠两相并联分流的作用进一步减小了变换器工作在母线电压正常状态时磁元件的绕组损耗,提高功率变换效率。
附图说明
图1为本发明的电路示意图。
图2为本发明中谐振结构的等效电路图。
图3为本发明中谐振结构的电压增益随Lm1感值变化的变化趋势图。
图4为本发明中谐振结构的电压增益随开关频率变化曲线。
图5为本发明中谐振结构的第一相谐振回路的输出电压Eo1和第二相谐振回路的输出电压Eo2随Lm1感值变化的变化趋势图。
图6为本发明中谐振结构Lp1、Cp1两端电压和Lm2两端电压波形对比图。
具体实施方式
如在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定组件。本领域技术人员应可理解,硬件制造商可能会用不同名词来称呼同一个组件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分组件的方式,而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。如在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”为一开放式用语,故应解释成“包含但不限定于”。“大致”是指在可接受的误差范围内,本领域技术人员能够在一定误差范围内解决技术问题,基本达到技术效果。
在本发明的描述中,需要理解的是,术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、水平”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系,仅是为了便于描述本发明和简化描述,而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作,因此不能理解为对本发明的限制。
在发明中,除非另有明确的规定和限定,术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解,例如,可以是固定连接,也可以是可拆卸连接,或一体地连接;可以是机械连接,也可以是电连接;可以是直接相连,也可以通过中间媒介间接相连,可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言,可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
以下结合附图1~6对本发明作进一步详细说明,但不作为对本发明的限定。
实施例1
一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其电路示意图如图1所示,包括依次连接的电压型半桥逆变电路、C-LLCT-LLT谐振腔及全桥整流电路,C-LLCT-LLT谐振腔包括第一相谐振回路和第二相谐振回路,第一相谐振回路包括第一串联支路电感Lr1、第一并联支路电感Lp1、第一并联支路电容Cp1和第一高频变压器T1,第二相谐振回路包括第二串联支路电感Lr2、第二并联支路电感Lm2和第二高频变压器T2,第一串联支路电感Lr1的输入端与第二串联支路电感Lr2的输入端均连接串联支路电容Cr的一端,串联支路电容Cr的另一端与半桥逆变电路的输出端口连接,第一高频变压器T1和第二高频变压器T2的副边绕组与全桥整流电路的输入端口串联。
优选的,半桥逆变电路包括输入稳压电容Ci、第一高频功率开关器件S1及第二高频功率开关器件S2,输入稳压电容Ci、第一高频功率开关器件S1及第二高频功率开关器件S2形成回路。
优选的,半桥逆变电路的输出端口设置于第一高频功率开关器件S1和第二高频功率开关器件S2之间。
优选的,全桥整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4及输出稳压滤波电容Co,第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3及第四二极管D4形成回路,输出稳压滤波电容Co与第三二极管D3及第四二极管D4并联。
优选的,第一二极管D1和第二二极管D2之间设置有全桥整流电路的第一输入端口,第一输入端口连接第一高频变压器T1的副边绕组。
优选的,第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阴极连接。
优选的,第三二极管D3和第四二极管D4之间设置有全桥整流电路的第二输入端口,第二输入端口连接第二高频变压器T2的副边绕组。
优选的,第三二极管D3的阳极和第四二极管D4的阴极连接。
优选的,第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3及第四二极管D4均为单向二极管。
优选的,第一并联支路电容Cp1的一端与第二并联支路电感Lm2的一端连接。
本发明的工作原理是:
与LCLC变换器相似,如果开关频率高于Lp1和Cp1的谐振频率,则Lp1和Cp1可以形成一个“可变励磁电感”Lm1。当Lp1和Cp1可以看作“可变励磁电感”Lm1时,C-LLCT-LLT谐振腔可以看作一种电容-电感-电感-变压器-电感-电感-变压器(C-LLT-LLT)谐振结构,其基波等效电路可由图2示出。谐振腔中的两个分支可以看作是两个LLT单元(LLT-1和LLT-2)。Eo1和Eo2分别代表LLT-1和LLT-2的输出电压。Ei、Eo和Req分别是整个C-LLT-LLT谐振结构的输入电压、输出电压和等效负载电阻。I1、I2和Io分别是流经Lr1、Lr2和Req的电流。s是Laplace运算符。从图2中可以得出以下方程组:
Figure BDA0002374363260000081
根据式(1)可推出变换器的电压增益M为:
Figure BDA0002374363260000082
其中:
Figure BDA0002374363260000083
根据式(2),令M表达式中的虚部为零,可以得出变换器的谐振频率fr
Figure BDA0002374363260000084
结合式(2)和式(3),可以画出当Lm1取不同数值时,C-LLT-LLT型谐振结构的电压增益曲线,如图3所示。可以看出,在C-LLT-LLT结构中,Lm1感值的降低也是可以使得变换器在开关频率下降的过程中获得更高的电压增益的,也即意味着C-LLCT-LLT变换器也可以获得与LCLC变换器一样的优良特性——在母线电压跌落时的高增益特性和在母线电压正常时的高效率特性。
对于“可变励磁电感”Lm1,其与Lp1和Cp1的关系可以表示为:
Figure BDA0002374363260000091
结合式(2)、式(3)和式(5),可以画出C-LLCT-LLT型谐振直流变换器的完整电压增益曲线,如图4所示。可以看出由于Lp1和Cp1的存在,变换器也存在一个谐振零点。谐振零点的频率f0可令M=0求出,f0如式(6)所示。
Figure BDA0002374363260000092
并联支路电容电压应力:
定义电感比:
Figure BDA0002374363260000093
结合式(1)和式(7),可以得出第一相LLT(LLT-1)的输出电压Eo1的表达式为:
Figure BDA0002374363260000094
由式(8)可以看出,若令Lr2n1-Lr1n2=0,则Eo1便与s和负载Req均无关。为此,考虑两个分支之间的均流,可设置Lr1=Lr2,n1=n2。因此,Eo1和Eo2的表达式可以化简为:
Figure BDA0002374363260000095
由于图2中的Lm1为“可变励磁电感”,其感值将随开关频率的降低而降低。因此,k1将随开关频率的降低而升高。为此,依据式(9)可以画出当k2=0.1不变时,Eo1和Eo2随k1的变化趋势曲线,如图5所示。
由图5可以看出,只有当k1=k2时,Eo1和Eo2才均等于Eo/2。一旦k1变得比k2越来越高(Lm1变得比Lm2越来越低),Eo1便将变得比Eo/2越来越低,而Eo2将变得比Eo/2越来越高。由于第一相LLT(LLT-1)和第二相LLT(LLT-2)在输出端串联,因此可以得出结论:每当Lm1变得比Lm2越低,则因Lm1所获得的越高的电压增益就会越来越多地由第二相LLT(LLT-2)反映在总输出电压上。因此,通过这种“功能交换”,C-LLT-LLT不仅可以凭借“可变励磁电感”的存在而获得高电压增益,而且还可以使“可变励磁电感”两端的电压随着增益的增加而持续降低。因此当Lm1被Lp1和Cp1代替后,与LCLC变换器中“可变励磁电感”两端的电压始终维持不变的情况相比,C-LLCT-LLT变换器可以在母线电压发生跌落、“可变励磁电感”感值降低的同时,使流过“可变励磁电感”的电流因端电压的下降而避免上升急剧。因此,“可变励磁电感”中电容(并联支路电容)的电压应力便可在一定程度上得以减缓。因此,LCLC变换器的最大缺陷便可以得到一定程度上的解决。
为证实C-LLCT-LLT型变换器“可变励磁电感”的端电压会随“可变励磁电感”感值的降低而降低,图6示出C-LLCT-LLT变换器工作在母线电压正常(图6(a),变换器输入电压400V、低增益状态、高开关频率:150kHz)和母线电压发生跌落(图6(b),变换器输入电压170V、高增益状态、低开关频率:90kHz)两种情况下的仿真波形。在母线电压正常时,根据变压器T1、T2二次侧电流可以看出变换器工作在谐振频率状态,由于“可变励磁电感”的感值与Lm2相同,“可变励磁电感”和电感Lm2两端的电压相同,变换器可以因较大的谐振腔阻抗获得较小的谐振电流,加之本身工作在谐振状态进而最终可以获得较高的功率变换效率;在母线电压发生跌落时,根据变压器T1、T2二次侧电流可以看出变换器开关频率小于谐振频率,因此“可变励磁电感”的感值会降低,增益的提升使得输出电压维持不变(50V),与此同时,“可变励磁电感”的两端的电压也相比母线电压正常时有所降低,更多的输出电压被加在电感Lm2的两端,凭借此种特殊的“功能交换”效果,C-LLCT-LLT变换器中的并联支路电容可以免受过高的电压应力。
体积和效率方面的综合优势:
众所周知,为降低变换器谐振腔中磁性元件的绕组损耗,可以通过多相并联的方式进行分流,并联分流的相数越多,则变换器总的绕组损耗就会越小。然而,随着并联相数的增加,变换器的体积也会因元件数量的增加而增加。因此,体积和效率往往成为相互制约的两个因素。对于LCLC变换器而言,由于并联支路电容的存在,并联支路电感不能依靠变压器的励磁电感来实现。同理,对于图1中的C-LLCT-LLT变换器而言,由于电容Cp1的存在,电感Lp1不能依靠变压器T1的励磁电感来实现,然而,C-LLCT-LLT变换器中的Lm2却可以由变压器T2的励磁电感来实现。因此,LCLC变换器谐振腔中有5个元件,C-LLCT-LLT变换器谐振腔中有7个元件。因此可见,C-LLCT-LLT变换器可以在谐振元件数量仅增加40%(5个到7个)的情况下便使得谐振腔中的并联相数增加100%(1相到2相),也即C-LLCT-LLT变换器可以在元件数量小比例增加的情况下便通过两相并联分流的作用进一步减小了变换器工作在母线电压正常状态时磁元件的绕组损耗,提高了功率变换效率。
根据上述说明书的揭示和教导,本发明所属领域的技术人员还能够对上述实施方式进行变更和修改。因此,本发明并不局限于上述的具体实施方式,凡是本领域技术人员在本发明的基础上所作出的任何显而易见的改进、替换或变型均属于本发明的保护范围。此外,尽管本说明书中使用了一些特定的术语,但这些术语只是为了方便说明,并不对本发明构成任何限制。

Claims (10)

1.一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:包括依次连接的电压型半桥逆变电路、C-LLCT-LLT谐振腔及全桥整流电路,所述C-LLCT-LLT谐振腔包括第一相谐振回路和第二相谐振回路,所述第一相谐振回路包括第一串联支路电感Lr1、第一并联支路电感Lp1、第一并联支路电容Cp1和第一高频变压器T1,所述第二相谐振回路包括第二串联支路电感Lr2、第二并联支路电感Lm2和第二高频变压器T2,所述第一串联支路电感Lr1的输入端与所述第二串联支路电感Lr2的输入端均连接串联支路电容Cr的一端,所述串联支路电容Cr的另一端与所述半桥逆变电路的输出端口连接,所述第一高频变压器T1和第二高频变压器T2的副边绕组与所述全桥整流电路的输入端口串联。
2.如权利要求1所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述半桥逆变电路包括输入稳压电容Ci、第一高频功率开关器件S1及第二高频功率开关器件S2,所述输入稳压电容Ci、所述第一高频功率开关器件S1及所述第二高频功率开关器件S2形成回路。
3.如权利要求2所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述半桥逆变电路的输出端口设置于所述第一高频功率开关器件S1和所述第二高频功率开关器件S2之间。
4.如权利要求1所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述全桥整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4及输出稳压滤波电容Co,所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3及所述第四二极管D4形成回路,所述输出稳压滤波电容Co与所述第三二极管D3及所述第四二极管D4并联。
5.如权利要求4所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述第一二极管D1和所述第二二极管D2之间设置有所述全桥整流电路的第一输入端口,所述第一输入端口连接所述第一高频变压器T1的副边绕组。
6.如权利要求5所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述第一二极管D1的阳极和所述第二二极管D2的阴极连接。
7.如权利要求4所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述第三二极管D3和所述第四二极管D4之间设置有所述全桥整流电路的第二输入端口,所述第二输入端口连接所述第二高频变压器T2的副边绕组。
8.如权利要求7所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述第三二极管D3的阳极和所述第四二极管D4的阴极连接。
9.如权利要求4所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3及所述第四二极管D4均为单向二极管。
10.如权利要求1所述的一种C-LLCT-LLT型谐振直流变换器,其特征在于:所述第一并联支路电容Cp1的一端与所述第二并联支路电感Lm2的一端连接。
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